Подписка на новости

Опрос

Какие лампы Вы используете для домашнего освещения?

Реклама

2010 №5

Драйвер с широким входным диапазоном для промышленной автоматики на микросхеме от Supertex

Медник Александр


В статье анализируется топология конвертора, делающая его пригодным для применения в качестве универсального драйвера светодиодного индикатора.

Применение светодиодов в качестве индикаторной подсветки в системах промышленной автоматики (кнопки, выключатели и т. п.) зачастую требует множественных модификаций одного и того же устройства в зависимости от доступного напряжения питания. Такой подход сильно усложняет логистику и влияет на стоимость продукции. Более того, некоторые промышленные применения индикаторов (например подсветка кнопок в лифтах) требуют переключения питания светодиода от сети переменного тока к резервному низковольтному аккумулятору. Инженеры вновь и вновь возвращаются к вопросу создания универсального светодиодного индикатора, способного работать в диапазоне напряжений от 24 В постоянного тока до 265 В переменного. Типовые топологии преобразователей, используемые для питания светодиодов, такие как понижающий или обратноходовой конверторы, не в состоянии удовлетворить этим условиям ввиду черезмерно широкого требуемого диапазона коэффициента заполнения импульсов. В статье анализируется топология конвертора, делающая его пригодным для применения в качестве универсального драйвера светодиодного индикатора.

Квадратичный понижающий преобразователь

В литературе описываются так называемые «квадратичные» конверторы [1], способные обеспечивать широкий диапазон коэффициента преобразования напряжения m = V0/Vg в рамках ограниченного диапазона коэффициента заполнения импульсов D = TONfSW (V0 и Vg — выходное и входное напряжения, TON — длительность импульса, а fSW — частота преобразования). Пример такой топологии конвертора приведен на рис. 1 и представляет собой двухкаскадный понижающий преобразователь напряжения со схемой управления по пиковому току.



Рис. 1. Квадратичный понижающий преобразователь напряжения с управлением по пиковому току

Во включенном состоянии ключа Q1 ток индуктора L2 протекает по пути Q1–C1–D2–LED. Таким образом, на индукторе L2 устанавливается положительное напряжение VcV0, и ток в L2 нарастает. В то же самое время ток индуктора L1 протекает через D2 в противоположном направлении по пути C1L1–DC–D2, и ток в индукторе L1 нарастает ввиду положительного падения напряжения VgVc. Разумеется, здесь предполагается, что ток через индуктор L1 меньше тока L2, что справедливо практически всегда при условии непрерывной проводимости L1 и L2. В течение этой фазы диоды D1 и D3 обратно смещены и не проводят.

В выключенном состоянии Q1 ток индуктора L1 протекает по пути L1–D1–C1, а ток в L2 — соответственно по пути L2–LED–D3 с падением силы тока в обоих индукторах. Таким образом, осуществляется каскадное соединение двух понижающих преобразователей напряжения, и коэффициент преобразования напряжения может быть выражен как:

Такая квадратичная характеристика и обеспечивает широкий диапазон преобразования напряжения в рассматриваемой топологии импульсного преобразователя.

Заметим также, что ключ Q1 проводит только ток индуктора L2, и пиковый ток в Q1 не зависит от тока в L1. Поэтому для управления током LED достаточно обыкновенной схемы управления по пиковому току ключа Q1.

Режимы по постоянному току

Следует отметить, что входной каскад (D1, D2, L1, C1) нагружен током, равным Io·D, а напряжение на конденсаторе С1 соответственно равно V0/D. Поэтому для режима непрерывной проводимости L1 требуется катушка с более высоким номиналом индуктивности по сравнению с L2. Функционирование в режиме разрывных токов в L1 для снижения его номинала возможно. Однако этот режим ограничивает динамический диапазон входного напряжения Vg и поэтому не будет нами рассматриваться в рамках настоящей статьи.

Коэффициент заполнения импульсов D диктуется заданным диапазоном напряжений Vg и V0 и во многих случаях превышает 0,5. Чтобы избежать неустойчивости [2], которая развивается в схемах управления по пиковому току с постоянной частотой преобразования при D>0,5, мы будем рассматривать режим с постоянной длительностью TOFF выключенного состояния Q1. В таком случае индуктивности L1 и L2 вычисляются по формулам:

где k1 и k2 — коэффициенты пульсации тока k = ΔI/I в индукторах L1 и L2.

Соответственно, индуктор L2 должен быть рассчитан на пиковый ток, равный

а L1 — на пиковый ток:

где Dmax = V0(max)/Vg(min).

Коэффициентом пульсации тока в L1 в уравнении (3) мы пренебрегли ввиду его малости при минимальном значении Vg. Диоды D1 и D2 должны быть рассчитаны на обратное напряжение Vr, равное максимальному входному напряжению Vg (max). Обратное напряжение на диоде D3, вообще говоря, равно напряжению на С1:

Однако необходим определенный запас по напряжению, связанный с выбросом напряжения на выходе ключа Q1 в результате перераспределения заряда между паразитными емкостями по его входу и выходу. Сам ключ Q1 должен быть рассчитан на напряжение:

Номинал емкости С1 будет обсуждаться нами в следующем разделе.

Соображения устойчивости

Устойчивость схемы, приведенной на рис. 1, может быть исследована при помощи усредненной модели для больших сигналов, показанной на рис. 2. Поскольку пиковый ток в индукторе L2 постоянен в каждом отдельном периоде преобразования, мы заменили L2 в нашей модели источником постоянного тока I0. Таким образом, нагрузка входного каскада преобразователя нами моделируется зависимым источником постоянного тока Io·D. В свою очередь, схема в нижней части рис. 2 отражает факт модуляции коэффициента заполнения D в соответствии с коэффициентом преобразования напряжения выходным каскадом:

где δν — малое возмущение напряжения на конденсаторе С1.



Рис. 2. Усредненная модель квадратичного понижающего преобразователя без демпфирования входного каскада

Анализ модели, приведенной на рис. 2, для малых сигналов приводит к передаточной функции разомкнутой петли обратной связи в виде:

Исходя из (7), коэффициент усиления по постоянному напряжению равен 1. Однако передаточная функция включает двойной резонансный полюс на частоте f0 = (2π×√L1C1)–1 и ноль в правой комплексной полуплоскости (RHPZ) на частоте f RHP = (2π×L1×I0/Vg)-1. Следовательно, уравнение (7) показывает, что устойчивости квадратичного конвертора невозможно достичь без демпфирования входного каскада, поскольку фазовый сдвиг в результате наличия резонансного полюса и RHPZ составляет 270°.



Рис. 3. Усредненная модель квадратичного понижающего преобразователя c демпфированием входного каскада

Для обеспечения устойчивости проще всего использовать параллельную демпфирующую цепочку (Rd, Cd). Соответствующая усредненная модель для больших сигналов показана на рис. 3. Ее анализ приводит к передаточной функции в виде:

Уравнение (8) дает обычный ноль, ноль в правой полуплоскости и три полюса. Первый полюс и первый ноль почти совпадают и расположены близко к частоте 1/(2πRdCd). Следовательно, формула (8) может быть упрощена почти без потери точности до вида:

где n = Cd/C1.

Хороший результат дает следующая простая процедура расчета, основанная на критическом демпфировании резонансного полюса. В этом случае полагаем, что коэффициент затухания:

Полагаем также, что f0 = f RHP. В таком случае пересечение линии единичного коэффициента усиления (0 дБ) происходит при частоте сигнала f0. Следовательно, в этой точке достигается запас по фазе θ = 45°. Условие f0 = f RHP дает, таким образом, формулу для вычисления С1 в виде:

Для достижения эффективности демпфирования необходимо выполнение условия Cd>>C1 или, что то же самое, n>>1. (В примере схемы, приведенном в следующем разделе, мы выберем n≈4.) В любом случае, емкость Cd вычисляется по формуле:

Величина сопротивления демпфирующего резистора Rd получается из уравнения (10).

Практическая реализация

Схема квадратичного понижающего преобразователя напряжения весьма просто реализуется с использованием микросхемы HV9921 производства компании Supertex [3].

Микросхема HV9921 представляет собой интегральный регулятор пикового тока, работающий в режиме с постоянной длительностью выключенного состояния TOFF = 10 мкс. Питание микросхемы осуществляется через вывод стока встроенного ключевого транзистора, что позволяет использовать HV9921 в качестве ключа Q1 без каких-либо дополнительных навесных элементов схемы. Драйвер светодиода, показанный на рис. 4, обеспечивает стабилизацию тока светодиода 20 мА и работает в широком диапазоне входного напряжения 24–400 В постоянного тока, а также от сети переменного тока до 265 В.



Рис. 4.
Драйвер с универсальным входом для белого светодиода на ток 20 мА



Рис 5. Характеристики конвертора, показанного на рис.4, при Vo=3,2B.

Литература

  1. Maksimović D., Ćuk S. Switching Converters with Wide Conversion Range // IEEE Transactions on Power Electronics. Vol.6. 1991. № 1.
  2. Constant, Off-time, Buck-based, LED Drivers Using the HV9910B. // Application Note ANH50. Supertex Inc.
  3. 3-Pin Switch-Mode LED Lamp Driver IC, HV9921. Datasheet. Supertex Inc.

Скачать статью в формате pdf  Скачать статью в формате pdf


Другие статьи по данной теме:

Сообщить об ошибке