Драйвер с широким входным диапазоном для промышленной автоматики на микросхеме от Supertex

Применение светодиодов в качестве индикаторной подсветки в системах промышленной автоматики (кнопки, выключатели и т. п.) зачастую требует множественных модификаций одного и того же устройства в зависимости от доступного напряжения питания. Такой подход сильно усложняет логистику и влияет на стоимость продукции. Более того, некоторые промышленные применения индикаторов (например подсветка кнопок в лифтах) требуют переключения питания светодиода от сети переменного тока к резервному низковольтному аккумулятору. Инженеры вновь и вновь возвращаются к вопросу создания универсального светодиодного индикатора, способного работать в диапазоне напряжений от 24 В постоянного тока до 265 В переменного. Типовые топологии преобразователей, используемые для питания светодиодов, такие как понижающий или обратноходовой конверторы, не в состоянии удовлетворить этим условиям ввиду черезмерно широкого требуемого диапазона коэффициента заполнения импульсов. В статье анализируется топология конвертора, делающая его пригодным для применения в качестве универсального драйвера светодиодного индикатора.

Квадратичный понижающий преобразователь

В литературе описываются так называемые «квадратичные» конверторы [1], способные обеспечивать широкий диапазон коэффициента преобразования напряжения m = V₀/V_g в рамках ограниченного диапазона коэффициента заполнения импульсов D = T_ONf_SW (V₀ и V_g — выходное и входное напряжения, T_ON — длительность импульса, а f_SW — частота преобразования). Пример такой топологии конвертора приведен на рис. 1 и представляет собой двухкаскадный понижающий преобразователь напряжения со схемой управления по пиковому току.

Рис. 1. Квадратичный понижающий преобразователь напряжения с управлением по пиковому току

Во включенном состоянии ключа Q1 ток индуктора L₂ протекает по пути Q1–C₁–D2–LED. Таким образом, на индукторе L₂ устанавливается положительное напряжение V_c–V₀, и ток в L₂ нарастает. В то же самое время ток индуктора L₁ протекает через D2 в противоположном направлении по пути C₁–L₁–DC–D2, и ток в индукторе L₁ нарастает ввиду положительного падения напряжения V_g–V_c. Разумеется, здесь предполагается, что ток через индуктор L₁ меньше тока L₂, что справедливо практически всегда при условии непрерывной проводимости L₁ и L₂. В течение этой фазы диоды D1 и D3 обратно смещены и не проводят.

В выключенном состоянии Q1 ток индуктора L₁ протекает по пути L₁–D1–C₁, а ток в L₂ — соответственно по пути L₂–LED–D3 с падением силы тока в обоих индукторах. Таким образом, осуществляется каскадное соединение двух понижающих преобразователей напряжения, и коэффициент преобразования напряжения может быть выражен как:

Такая квадратичная характеристика и обеспечивает широкий диапазон преобразования напряжения в рассматриваемой топологии импульсного преобразователя.

Заметим также, что ключ Q1 проводит только ток индуктора L₂, и пиковый ток в Q1 не зависит от тока в L₁. Поэтому для управления током LED достаточно обыкновенной схемы управления по пиковому току ключа Q1.

Режимы по постоянному току

Следует отметить, что входной каскад (D1, D2, L₁, C₁) нагружен током, равным I_o·D, а напряжение на конденсаторе С₁ соответственно равно V₀/D. Поэтому для режима непрерывной проводимости L₁ требуется катушка с более высоким номиналом индуктивности по сравнению с L₂. Функционирование в режиме разрывных токов в L₁ для снижения его номинала возможно. Однако этот режим ограничивает динамический диапазон входного напряжения V_g и поэтому не будет нами рассматриваться в рамках настоящей статьи.

Коэффициент заполнения импульсов D диктуется заданным диапазоном напряжений V_g и V₀ и во многих случаях превышает 0,5. Чтобы избежать неустойчивости [2], которая развивается в схемах управления по пиковому току с постоянной частотой преобразования при D>0,5, мы будем рассматривать режим с постоянной длительностью T_OFF выключенного состояния Q1. В таком случае индуктивности L₁ и L₂ вычисляются по формулам:

где k₁ и k₂ — коэффициенты пульсации тока k = ΔI/I в индукторах L₁ и L₂.

Соответственно, индуктор L₂ должен быть рассчитан на пиковый ток, равный

а L₁ — на пиковый ток:

где D_max = V_0(max)/V_g(min).

Коэффициентом пульсации тока в L₁ в уравнении (3) мы пренебрегли ввиду его малости при минимальном значении V_g. Диоды D1 и D2 должны быть рассчитаны на обратное напряжение V_r, равное максимальному входному напряжению V_{g (max)}. Обратное напряжение на диоде D3, вообще говоря, равно напряжению на С₁:

Однако необходим определенный запас по напряжению, связанный с выбросом напряжения на выходе ключа Q1 в результате перераспределения заряда между паразитными емкостями по его входу и выходу. Сам ключ Q1 должен быть рассчитан на напряжение:

Номинал емкости С₁ будет обсуждаться нами в следующем разделе.

Соображения устойчивости

Устойчивость схемы, приведенной на рис. 1, может быть исследована при помощи усредненной модели для больших сигналов, показанной на рис. 2. Поскольку пиковый ток в индукторе L₂ постоянен в каждом отдельном периоде преобразования, мы заменили L₂ в нашей модели источником постоянного тока I₀. Таким образом, нагрузка входного каскада преобразователя нами моделируется зависимым источником постоянного тока I_o·D. В свою очередь, схема в нижней части рис. 2 отражает факт модуляции коэффициента заполнения D в соответствии с коэффициентом преобразования напряжения выходным каскадом:

где δν — малое возмущение напряжения на конденсаторе С₁.

Рис. 2. Усредненная модель квадратичного понижающего преобразователя без демпфирования входного каскада

Анализ модели, приведенной на рис. 2, для малых сигналов приводит к передаточной функции разомкнутой петли обратной связи в виде:

Исходя из (7), коэффициент усиления по постоянному напряжению равен 1. Однако передаточная функция включает двойной резонансный полюс на частоте f₀ = (2π×√L₁C₁)^–1 и ноль в правой комплексной полуплоскости (RHPZ) на частоте f _RHP = (2π×L₁×I₀/V_g)^-1. Следовательно, уравнение (7) показывает, что устойчивости квадратичного конвертора невозможно достичь без демпфирования входного каскада, поскольку фазовый сдвиг в результате наличия резонансного полюса и RHPZ составляет 270°.

Рис. 3. Усредненная модель квадратичного понижающего преобразователя c демпфированием входного каскада

Для обеспечения устойчивости проще всего использовать параллельную демпфирующую цепочку (R_d, C_d). Соответствующая усредненная модель для больших сигналов показана на рис. 3. Ее анализ приводит к передаточной функции в виде:

Уравнение (8) дает обычный ноль, ноль в правой полуплоскости и три полюса. Первый полюс и первый ноль почти совпадают и расположены близко к частоте 1/(2πR_dC_d). Следовательно, формула (8) может быть упрощена почти без потери точности до вида:

где n = C_d/C₁.

Хороший результат дает следующая простая процедура расчета, основанная на критическом демпфировании резонансного полюса. В этом случае полагаем, что коэффициент затухания:

Полагаем также, что f₀ = f _RHP. В таком случае пересечение линии единичного коэффициента усиления (0 дБ) происходит при частоте сигнала f₀. Следовательно, в этой точке достигается запас по фазе θ = 45°. Условие f₀ = f _RHP дает, таким образом, формулу для вычисления С₁ в виде:

Для достижения эффективности демпфирования необходимо выполнение условия C_d>>C₁ или, что то же самое, n>>1. (В примере схемы, приведенном в следующем разделе, мы выберем n≈4.) В любом случае, емкость C_d вычисляется по формуле:

Величина сопротивления демпфирующего резистора R_d получается из уравнения (10).

Практическая реализация

Схема квадратичного понижающего преобразователя напряжения весьма просто реализуется с использованием микросхемы HV9921 производства компании Supertex [3].

Рис. 4. Драйвер с универсальным входом для белого светодиода на ток 20 мА

Микросхема HV9921 представляет собой интегральный регулятор пикового тока, работающий в режиме с постоянной длительностью выключенного состояния T_OFF = 10 мкс. Питание микросхемы осуществляется через вывод стока встроенного ключевого транзистора, что позволяет использовать HV9921 в качестве ключа Q1 без каких-либо дополнительных навесных элементов схемы. Драйвер светодиода, показанный на рис. 4, обеспечивает стабилизацию тока светодиода 20 мА и работает в широком диапазоне входного напряжения 24–400 В постоянного тока, а также от сети переменного тока до 265 В.

Рис 5. Характеристики конвертора, показанного на рис.4, при Vo=3,2B.