Квазирезонансный последовательный инвертор с комбинированным управлением для светодиодных приложений

Повышение эффективности источников питания светодиодных светильников при мощности 50 Вт и более достигается за счет применения резонансного последовательного инвертора [1, 2]. Инвертор обеспечивает мягкую коммутацию силовых ключей при повышенной рабочей частоте, а также низкую загрузку по току силовых элементов (полупроводников, конденсаторов, трансформатора). Для регулирования света на стороне выпрямленного напряжения обычно используется дополнительный каскад (понижающий или повышающий преобразователь), стабилизирующий ток и реализующий НЧШИМ, или аналоговое регулирование светового потока.

Инвертор имеет возможность аналогового регулирования собственными средствами путем изменения частоты или использования АШИМ. Применение НЧШИМ ограничено из-за относительно высокой инерционности процессов в преобразователе, что приводит к ухудшению формы импульсов выходного тока. Как показано в [3], использование квазирезонансного инвертора вместо резонансного позволяет качественно улучшить динамические характеристики источника питания при сохранении возможности стабилизации и регулирования тока изменением рабочей частоты. Можно отказаться от дополнительного звена преобразования, что потенциально способствует повышению КПД преобразования.

Однако выбор способа регулирования пока остается под вопросом. Помимо частотного, существует возможность АШИМ-регулирования на постоянной частоте. Этот способ на сегодня не исследован применительно к квазирезонансным преобразователям на базе последовательного инвертора с ограничительными диодами.

Представляет практический интерес сравнительная оценка эффективности различных способов регулирования. В качестве критерия могут служить потери мощности в силовых элементах, а также статические и динамические характеристики при заданном диапазоне регулирования, требованиях к форме тока светодиодов и его пульсациям.

Рис. 1. Схема DC/DC-преобразователя на базе квазирезонансного инвертора

Одна из возможных схем реализации DC/DC-преобразователя на базе квазирезонансного инвертора представлена на рис. 1. Силовая схема последовательного квазирезонансного инвертора отличается от резонансного аналога наличием диодов, обеспечивающих ограничение напряжения на разделительном конденсаторе С2 на уровне входного напряжения (V) или нуля напряжения. При этом энергия, получаемая конденсатором на этапе заряда, и энергия, отдаваемая на этапе разряда, будет ограничена и составит:

W_C≤0,5CV²,                         (1)

где С — емкость разделительного конденсатора; V — напряжение питания инвертора. В преобразователе возможны следующие режимы, которые зависят от значения напряжения на разделительном конденсаторе к моменту смены полярности тока в первичной обмотке согласующего трансформатора (TV1): перезаряд конденсатора до граничных значений («квазирезонансный» режим); конденсатор не перезаряжается до граничных значений («резонансный» режим). В граничном режиме напряжение на конденсаторе достигает предельного значения непосредственно на момент начала очередной коммутации (конденсатор на всем полупериоде 0,5Т включен в цепь первичной обмотки трансформатора). Для граничного режима справедлива формула:

где I_LED — средний ток светодиодной цепи; n = w₁/w₂ — коэффициент трансформации; f — рабочая частота инвертора.

Управление транзисторами полумоста осуществляется от драйвера DA1. Аналоговое регулирование тока производится заданием управляющего постоянного напряжения на вход ADIM. НЧШИМ-регулирование производится по входу DIM импульсным напряжением заданной частоты изменяемой скважности. Для управления транзисторами выпрямителя используются специализированные драйверы ZXGD3101 (DA2, DA3).

Исследование работы DC/DC-преобразователя проводилось с использованием схемотехнического моделирования.

Сравнительные характеристики способов аналогового регулирования тока

При аналоговом регулировании тока возможны три способа регулирования:

• частотное путем изменения рабочей частоты ниже резонансной (f<f₀);
• частотное путем изменения рабочей частоты выше резонансной (f>f₀);
• асинхронный ШИМ — изменение коэффициента заполнения импульсного управляющего напряжения на постоянной рабочей частоте.

Резонансная частота последовательного инвертора определяется формулой:

f₀ = 1/(√LC).                       (3)

Здесь

L = L_lkp+(L_lks/n²)||L_m = L_lkp+L_lkp||L_m,   (4)

где L — индуктивность первичной стороны трансформатора в режиме короткого замыкания нагрузки; L_lkp — индуктивность рассеяния первичной обмотки; L_lks — индуктивность рассеяния вторичной обмотки; L_m — индуктивность намагничивания.

На рис. 2 приведены осциллограммы первичного тока и напряжения на разделительном конденсаторе в макетном образце преобразователя мощностью 100 Вт при частотном и асимметричном регулировании.

Рис. 2. Осциллограммы первичного тока согласующего трансформатора (желтый) и напряжения на разделительном конденсаторе (зеленый) квазирезонансного инвертора P = 100 Вт, V = 380 В:
а) f = 50 кГц, D = 0,5;
б) f = 100 кГц, D = 0,5;
в) f = 125 кГц, D = 0,5;
г) f = 100 кГц, D = 0,1

Частотное регулирование f<f₀

При данном способе регулирования в рабочем диапазоне изменения напряжения (V_LED) и тока (I_LED) светодиодной цепи при заданной частоте реализуется режим постоянства мощности:

P_LED = ηCV²f = V_LEDI_LED.              (5)

Формула (5) учитывает КПД (η) DC/DC-преобразователя. Соответственно, регулировочная характеристика имеет вид:

I_LED = (ηCV²f)/V_LED.              (6)

Для расчета емкости выходного конденсатора может быть использована формула [3]:

C_OUT ≈ (0,5f₀nVC)/(f_minDI_LEDNr_T),    (7)

где DI_LED — размах пульсаций тока светодиодов; N — количество светодиодов; r_T —дифференциальное сопротивление линеаризованной ВАХ светодиода; f_min — минимальная частота регулирования.

Частотное регулирование f>f₀

При использовании этого способа регулирования возможна работа как в квазирезонансном, так и в резонансном режиме. Переход от первого режима ко второму осуществляется по мере увеличения частоты инвертирования. Чем выше значение V_LED, тем при более низкой частоте осуществляется переход в резонансный режим.

При заданном диапазоне регулирования тока светодиодов максимальная частота зависит от соотношения между индуктивностями рассеяния и намагничивания согласующего трансформатора и рабочего напряжения на светодиодах. Максимальную частоту регулирования f_max = 1/T_min можно определить из следующих формул:

I_mPIC ≈ 0,25T_min(nNV_T/L_m)

и

nNV_T ≈ 0,5VL_m/(L_m+L_lkp),           (8)

характеризующих работу согласующего трансформатора в граничном режиме, когда напряжение на его выходе равно порогу отпирания последовательной светодиодной цепи (N — количество светодиодов, V_T — пороговое напряжение ВАХ светодиода). Формулы (8) определяют пиковое значение тока намагничивания I_mPIC. Правильный выбор значения этого тока влияет на коммутационные процессы при выключении и, соответственно, на потери мощности в силовых МДП-транзисторах.

На рис. 3 представлены регулировочные характеристики преобразователя, полученные с использованием схемотехнической модели. Зависимости даны в относительных единицах. В качестве базовых величин использован номинальный ток I_LEDНОМ и номинальная частота f_НОМ = f₀. Зависимости учитывают влияние напряжения на светодиодах V^*_LED = nV_LED/0,5V (рис. 3а) и соотношение между индуктивностями намагничивания и рассеивания (рис. 3б), которое определяется выражением m = L_P/L [3, 4], где L_P = L_lkp+L_m — индуктивность первичной стороны трансформатора в режиме холостого хода. На рис. 2 видно, что диапазон изменения частоты зависит от указанных параметров. Он сокращается с ростом рабочего напряжения на выходе преобразователя и уменьшением коэффициента m.

Рис. 3. Регулировочные характеристики преобразователя при частотном регулировании f>f0 в зависимости:
а) от выходного напряжения;
б) параметров согласующего трансформатора

Регулирование тока с использованием АШИМ f ≈ f₀

Асимметричная широтно-импульсная модуляция представляет особый интерес. По сравнению с симметричной ШИМ в АШИМ сохраняется мягкое включение транзисторов. Однако в режиме регулирования уменьшается в два раза частота пульсаций выходного тока.

Исследование преобразователя в этом режиме проведено с использованием схемотехнической модели. На рис. 4 представлены вольт-амперные (рис. 4а) и регулировочные характеристики (рис. 4б) преобразователя. Характеристики построены в относительных единицах. В качестве базовых величин использованы напряжение 0,5V и амплитуда тока перезаряда конденсатора при коротком замыкании нагрузки I_CPIC = V/√L/C. Как видно из рис. 4а, характеристики имеют падающий характер. Ток короткого замыкания ограничен благодаря диодам VD2, VD3. Диапазон регулирования широкий. При рабочем выходном напряжении V_OUT = (0,7–0,95)V_OUTmax изменение коэффициента заполнения D — 50–10% приводит к регулированию тока от 100 до 6–8%.

Рис. 4. Характеристики преобразователя при асимметричном регулировании:
а) вольт-амперные;
б) регулировочные

Примечательная особенность схемы — возможность одновременного регулирования по каналам АШИМ и НЧШИМ благодаря высокому качеству кривой импульсного тока (рис. 5).

Рис. 5. Осциллограммы выходного тока и напряжения на разделительном конденсаторе при совместном регулировании тока АШИМ (D = 0,25) и НЧШИМ (D = 0,5; f = 1000 Гц)

Сравнение потерь мощности при различных способах регулирования

Потери мощности в силовых МДП-транзисторах

Потери в транзисторах инвертора:

P_VT = P_VT(on)+P_VToff,                 (9)

P_VT(on) = I²_VT1RMSR_DS(on)+I²_VT2RMSR_DS(on), (10)

P_VToff = P_VT1off+P_VT2off = 0,5V(I_VT1off+I_VT2off)t_ff,            (11)

где P_VT(on) — потери в транзисторе в открытом состоянии; R_DS(on) — сопротивление транзистора в открытом состоянии; I_VTRMS — действующий ток транзистора; P_VToff — потери на этапе запирания; I_VToff — ток на момент начала запирания; t_f — время спада тока.

Потери в ограничительных диодах:

P_VD(on) = V_T(I_VD1AV+I_VD2AV)+(I²_VD1RMS+I²_VD2RMS)r_T.              (12)

В формуле (12) V_T, r_T — пороговое напряжение и дифференциальное сопротивление; I_VDAV, I_VDRMS — средний и действующий токи диода соответственно.

Потери в МДП-транзисторах выпрямителя без учета потерь проводимости их диодов:

P_VT(on) = I²_VT3RMSR_DS(on)+I²_VT4RMSR_DS(on). (13)

Температура p-n-перехода приборов напрямую связана с потерями мощности в них и условиями охлаждения. Для упрощения расчета температура T_j была принята для всех приборов равной +100 °С. При расчетах использовалось прямое измерение токов в схемотехнической модели преобразователя. Потери мощности оценивались для каждого из режимов регулирования тока в диапазоне 100–15% для базовой частоты 100 кГц, соответствующей номинальному режиму работы преобразователя с мощностью 150 Вт (100%). Расчет параметров преобразователя произведен по методике, приведенной в [3]. Транзисторы инвертора VT1, VT2 — SPD07N60C3; ограничительные диоды VD1, VD2 — DLSF18; транзисторы выпрямителя VT3, VT4 — BSZ16DN25NS3.

Потери мощности в трансформаторе

Предварительный расчет согласующего трансформатора квазирезонансного инвертора проведен согласно методике, изложенной в [4], с учетом ограничений, накладываемых на значения индуктивностей рассеивания и намагничивания из условия обеспечения резонансной частоты, мягкого выключения силовых транзисторов и эффективности преобразователя. Окончательные параметры уточнены при макетировании трансформатора. Параметры трансформатора приведены в таблице 1.

Расчет потерь мощности производился по методике, данной в [5]. При расчете учитывались изменения рабочей частоты, значения тока первичной обмотки и амплитуды индукции B_m = DB/2 в сердечнике в процессе регулирования. Результаты расчета потерь мощности в трансформаторе и силовых ключах представлены на рис. 6.

Рис. 6. Потери мощности в преобразователе при различных способах регулирования

Суммарные потери мощности

Как видно на рис. 6, минимальную суммарную мощность потерь в диапазоне регулирования 100–20% обеспечивает частотное управление f<f₀. Это обусловлено снижением динамических потерь с уменьшением частоты, как в силовых ключах, так и в трансформаторе. Следует отметить, что меньше также потери на управление, которые не учтены в общих потерях. Однако на практике управление снижением частоты имеет ограниченный диапазон регулирования тока из-за роста емкости выходного конденсатора при заданных пульсациях тока. Рекомендованный диапазон регулирования как отношение номинального значения тока светодиодов к минимальному значению этого тока не более 3/1. Увеличение емкости выходного фильтра снижает также динамические показатели преобразователя.

Результаты проведенного анализа способов управления представлены в таблице 2. Сравнение показывает некоторое преимущество способа АШИМ по гибкости управления, а частотного f<f₀ — по КПД. Однако явного фаворита здесь нет. Применение того или иного способа зависит от типа светильника, его мощности, а также длительности эксплуатации с пониженной мощностью. Поэтому на практике возможно использование всех рассмотренных способов для аналогового регулирования тока.

Примечание: Оценка дана по десятибальной шкале.

Заключение

• Для аналогового регулирования тока в широком диапазоне его изменения целесо­образно применять асимметричный ШИМ или частотное управление f>f₀.
• При регулировании способом НЧШИМ для ограниченного диапазона изменения выходного напряжения (что характерно для светодиодной нагрузки) рекомендуется для стабилизации уровня тока использовать частотное управление при f<f₀.