Микросхемы AN9920/9921/9922/9923 — компактные трехвыводные контроллеры управления питанием светодиодов

Микросхемы AN9920/9921/9922/9923 производства компании «Ангстрем» — недорогие, компактные высокоэффективные ШИМ-контроллеры управления светодиодами со встроенным MOSFET. Они обеспечивают эффективную работу весьма длинных цепочек последовательно соединенных светодиодов от источников переменного напряжения 85–264 В и постоянного напряжения 20–400 В и находят широкое применение в производстве устройств декоративной подсветки, энергосберегающих ламп и светильников. Светодиодные цепочки питаются постоянным током, тем самым обеспечиваются необходимый световой поток и повышенная надежность.

Микросхемы предназначены для понижающей (Buck) топологии построения преобразователей, причем AN9920 разработана по алгоритму AN9961 [1] — со способом стабилизации путем контроля среднего тока в нагрузке, остальные — пикового [2, 3]. Основные электрические характеристики микросхем приведены в таблице 1.

Как показано в таблице 1, микросхемы имеют различные значения выходного тока и выходного напряжения. Все они содержат переключающий MOSFET, который управляется триггером с фиксированным временем выключения (Off Time), приблизительно равным 10,5 мкс.

Структурная схема микросхемы AN9920 показана на рис. 1, остальных — на рис. 2, а назначение выводов микросхем приведено в таблице 2.

Рис. 1. Структурная схема микросхемы AN9920

Рис. 2. Структурная схема микросхемы AN9921/9922/9923

По рисункам видно, что микросхема AN9920 отличается от остальных наличием еще одного триггера и устройства задержки включения T_ON Delay, а напряжение линейного стабилизатора, в отличие от остальных, составляет 7,8 В.

Когда на выводе DRAIN появляется напряжение 20–400 В, внутренний линейный стабилизатор стремится сохранить напряжение 7,5 В (7,8 В — для AN9920) на выводе V_DD. Пока это напряжение не превышает внутреннего программируемого порога, MOSFET закрыт, когда порог превышен, он включается, и в вывод DRAIN начинает протекать ток.

Схемой предусмотрен некоторый гистерезис, который обеспечивается компаратором пониженного напряжения (Under Voltage, UV). Когда входной ток превышает внутренний заданный уровень, компаратор опознавания тока сбрасывает RS-триггер и MOSFET выключается. При этом активируется устройство задержки выключения. Продолжительность выключенного состояния составляет T_OFF = 10,5 мкс. Как только это время заканчивается, триггер переключается и начинается новый цикл включения.

Схемой предусмотрена также так называемая «задержка гашения» (ее продолжительность составляет T_BLANK = 300 нс), предотвращающая ложные запуски компаратора опознавания тока, вызванные паразитными связями.

Микросхемы могут быть выполнены в одном из вариантов трехвыводного корпуса (3-Lead): ТО-92 (рис. 3) или ТО-243АА (SOT-89) (рис. 4).

Рис. 3. Внешний вид корпуса ТО-92 и расположение выводов микросхемы в нем

Рис. 4. Внешний вид корпуса ТО-243АА (SOT-89) и расположение выводов микросхемы в нем

Типовая схема включения микросхем показана на рис. 5.

Рис. 5. Типовая схема включения микросхем

Считается, что существует некий компромисс между оптимальными размерами выходной катушки индуктивности L1 и приемлемым выходным током пульсации. Требуемое значение индуктивности обратно пропорционально току пульсации ΔI₀ в ней:

где V₀ — прямое напряжение на цепочке светодиодов, а T_OFF — время выключенного состояния микросхемы.

Выходной ток через цепочку светодиодов тогда рассчитывается так:

где I_TH — пороговое значение компаратора опознавания тока.

Благодаря использованным в микросхемах методам регулирования постоянного времени выключенного состояния T_OFF ток пульсации независим от входного переменного или постоянного напряжения, а выходной ток не подвержен влиянию изменяющегося входного напряжения.

Добавление фильтрующего конденсатора параллельно цепочке светодиодов может еще больше снизить пульсации выходного тока, позволяя таким образом уменьшить индуктивность катушки L1. Однако следует иметь в виду, что токовая ошибка от его пика до среднего значения находится под влиянием изменения T_OFF. Следовательно, точность начального выходного тока может быть принесена в жертву большим пульсациям тока в L1.

Другой важный аспект разработки контроллеров на рассматриваемых микросхемах связан с некими паразитными элементами цепи, включая распределенную емкость катушки индуктивности L1 (C_L), емкость перехода диода D1 (C_J), емкость печатных проводников платы (C_PCB) и выходную емкость самого контроллера (C_DRAIN). Эти паразитные элементы влияют на эффективность и надежность работы переключающего преобразователя, поэтому их минимизирование существенно при разработке.

Емкость катушки, как правило, приведена в справочных данных изготовителя или рассчитывается по известной формуле с точки зрения собственной резонансной частоты:

где L — величина индуктивности катушки, а C_L — емкость катушки.

Зарядка и разрядка этой емкости при каждом цикле переключения вызывает высокотоковые пики в цепочке светодиодов. Для их шунтирования и рекомендуется использование конденсатора С₀ емкостью примерно 10 нФ.

Чтобы уменьшить риск ложного запуска компаратора опознавания тока, рекомендуется использование сверхбыстрого диода D1 с более коротким обратным временем восстановления t_rr и более низкой емкостью перехода C_J. Максимальнодопустимое значение обратного напряжения диода V_R должно быть больше, чем максимальное входное напряжение светодиодного светильника.

Общая паразитная емкость на выводе DRAIN микросхем может быть рассчитана как:

Когда MOSFET включается, конденсатор разряжается через вывод DRAIN. Ток разрядки, как правило, не превышает 150 мА. Однако он может стать ниже при увеличении температуры перехода. Длительность переднего фронта токового импульса может быть определена следующим образом:

где: V_IN — входное напряжение; С_Р — общая паразитная емкость; I_SAT — ток насыщения MOSFET; t_rr — обратное время восстановления диода D1.

Во избежание ложного переключения компаратора опознавания тока емкость С_Р должна быть минимизирована в соответствии со следующим выражением:

где T_{BLANK MIN} — минимальное время задержки гашения (от 200 нс), V_IN MAX — максимальное мгновенное входное напряжение.

Разрядка паразитной емкости С_Р на вывод DRAIN определяет большую часть потерь мощности переключения. Она может быть оценена по следующей формуле:

где: V_IN — входное напряжение; I_SAT — ток насыщения MOSFET; t_rr — обратное время восстановления диода D1; F_S — частота переключения.

Потери мощности переключения максимальны при максимальном входном напряжении.

Частота переключения задается следующим образом:

где η — эффективность мощности контроллера (его КПД), T_OFF — время выключенного состояния микросхемы.

Когда устройство питается от источника переменного напряжения, потери мощности переключения могут быть оценены так:

где V_AC — переменное напряжение линейного входа.

Диэлектрические потери мощности на электропроводность могут быть вычислены в общем случае по формуле:

где: D = V₀/(η × V_IN) — коэффициент заполнения; R_ON — сопротивление во включенном состоянии; I_DD — ток внутреннего линейного стабилизатора.

Когда устройство питается от источника переменного напряжения, точная формула расчета потерь мощности на электропроводность более громоздкая, однако приближенно это можно оценить следующим уравнением:

где V_AC — переменное напряжение линейного входа, К_С и K_D — коэффициенты потерь на электропроводность, зависящие от минимального коэффициента заполнения (D_M) (рис. 6).

Рис. 6. Зависимости коэффициентов потерь на электропроводность К_С и K_D от коэффициента заполнения D_M

Как и во всех автономных преобразователях, выбор входного фильтра имеет решающее значение для подавления электромагнитных помех EMI (Electromagnetic Interferention). Рекомендуемый входной фильтр, включающий два конденсатора и дроссель, показан на схеме включения микросхемы (рис. 7).

Рис. 7. Схема включения микросхем с входным фильтром

Произведем теперь расчет преобразователя на примере контроллера AN9921. Зададимся следующими параметрами:

• входное переменное напряжение V_AC = 85–265 В;
• выходной ток I₀ = 20 мА;
• нагрузка — цепочка из 10 последовательно соединенных светодиодов с максимальным прямым падением напряжения на каждом из них V_F = 4,1 В.

При расчете будем использовать приведенные выше формулы.

Шаг 1. Расчет индуктивности катушки L1 и ее емкости

Определяем выходное напряжение V₀ = 10 × × V_F = 41 В.

Используя приведенную выше формулу для вычисления L1 с учетом 30%-ной пиковой пульсации, получаем:

Выбираем из предложенного ряда катушку с индуктивностью 68 мГн, током I = 30 мА и типовой резонансной частотой F_SR = 170 кГц.

Рассчитываем емкость катушки индуктивности C_L:

Шаг 2. Выбор диода D1

Как вариант, может быть выбран, например, ультрабыстрый диод MUR160 фирм ON Semiconductor или Vishay Semiconductors, или BYV26C/A52R фирмы NXP, или BYV26C-TR фирмы Vishay Semiconductors [4].

Диод имеет максимальное постоянное обратное напряжение V_R = 600 В, обратное время восстановления t_rr = 20 нс (при прямом токе I_F = 20 мА и мгновенном обратном токе I_RR = 100 мА), емкость перехода C_J = 8 пФ (при прямом напряжении V_F>50 В).

Шаг 3. Расчет суммарной паразитной емкости

Шаг 4. Расчет длительности переднего фронта токового импульса

Шаг 5. Оценка рассеиваемой в микросхеме мощности

Оценка производится по приведенным формулам, причем допускается общий КПД η = 0,7.

Как было сказано выше, потери мощности при переключении, когда питание происходит от источника переменного напряжения, определяются по формуле:

Минимальный коэффициент заполнения D_M определяется так:

Потери мощности на электропроводность, когда питание происходит от источника переменного напряжения, определяются по формуле:

Суммарная рассеиваемая в микросхеме мощность, таким образом, равна:

Шаг 6. Расчет выходной мощности

Выходная мощность рассчитывается по классической формуле:

Шаг 7. Выбор входного конденсатора C_IN

В качестве входного конденсатора C_IN можно использовать пленочный (из металлизированного полиэстра) конденсатор емкостью 0,1–0,22 мкФ на напряжение 250–400 В.

В заключение дадим некоторые рекомендации по конструированию преобразователя. Шунтирующий конденсатор С_DD, подключенный к выводу V_DD микросхемы, должен быть соединен с этим выводом и выводом GND как можно более короткими печатными проводниками.

Входной конденсатор C_IN, диод D1 и непосредственно микросхема U1 должны быть скомпонованы по возможности ближе друг к другу. То же касается и совместной компоновки выходного конденсатора C_O, катушки индуктивности L1 и диода D1.

Область печатных проводников, соединенная с выводом GND микросхемы, выполняет, помимо функции общего провода, еще и функции радиатора. Поэтому для лучшего теплоотвода она должна быть максимизирована (т. е. более развита), особенно это важно в случае использования микросхемы в корпусе ТО-243АА (SOT-89). То же относится к печатному проводнику, к которому подсоединен катод диода D1. В то же время с целью уменьшения высокочастотного излучения, создающего электромагнитные помехи EMI, печатный проводник, соединенный с анодом диода, выводом DRAIN микросхемы и катушкой индуктивности, должен иметь минимальную площадь.

Входные цепи не должны быть расположены в непосредственной близости от катушки индуктивности L1, чтобы избежать магнитной связи полей двух катушек. Это особенно важно, когда используется незащищенная конструкция катушки. С этой же целью при конструировании катушка входного фильтра L_IN должна быть позиционирована ортогонально по отношению к катушке L1. Область, где расположены входные конденсаторы C_IN2, C_IN и катушка L_IN, должна быть минимизирована, а входные провода AC Line должны быть скручены вместе.

Литература

1. Пескин А. Микросхема AN9961 — контроллер управления питанием светодиодов с прецизионным регулированием по среднему току // Полупроводниковая светотехника. 2012. № 2.
2. Пескин А., Канунников В. Объединение функций ККМ и стабилизатора тока в новой микросхеме от «Ангстрем» // Полупроводниковая светотехника. 2012. № 3.
3. Пескин А., Канунников В. Микросхема AN9911 — контроллер управления питанием светодиодов с импульсным преобразованием и прецизионной точностью стабилизации тока // Полупроводниковая светотехника. 2012. № 4.
4. Ultrafast Plastic Rectifier MUR140 and MUR160. Vishay Semiconductors.