Новые контроллеры управления светодиодами МСР19114/5 компании Microchip Technology

Мощные силовые аналого-цифровые контроллеры MCP19114 и MCP19115 с высокой степенью интеграции объединяют в одном миниатюрном корпусе повышающий ШИМ-преобразователь, драйвер управления затворами MOSFET-ключей нижнего плеча, LDO-регуляторы напряжения и ряд других узлов. В состав микросхем MCP19114/5 входят также интегрированный полнофункциональный восьмиразрядный микроконтроллер PIC, подобный PIC12F617, Flash-память программ на 4 кбайт и ОЗУ на 256 байт. Архитектура микросхем позволяет применять их в преобразователях различной топологии: обратноходовой, повышающей, SEPIC и типа Чука.

Контроллеры имеют следующие отличительные особенности:

• широкий диапазон рабочего (входного) напряжения 4,5–42 В;
• возможность работы в квазирезонансном режиме или на фиксированной частоте;
• малый ток покоя 5 мА (типовое значение) и ток в дежурном режиме 30 мкА (типовое значение);
• регулирование по пиковому току;
• работа в системах с несколькими выходами (ведущее или ведомое устройство);
• программируемое отключение (блокировка) при пониженном (UVLO) и при повышенном (OVLO) входном напряжении и защита от перенапряжения на выходе (OV);
• гибкая настройка по интерфейсу цифровой шины I²C таких параметров, как опорное напряжение V_REF, точное значение рабочей точки I_OUT/V_OUT (ЦАП), гашение переднего фронта импульса тока на первичной стороне (четыре фиксированных значения временного интервала — 0, 50, 100 и 200 нс), задержка времени («бестоковая пауза») управления затвором (16–256 нс), фиксированные частоты переключения в диапазоне от 31,25 кГц до 2,0 МГц, программируемая шестиразрядная компенсация крутизны, коррекция тока смещения на первичной стороне, настраиваемые функции выводов общего назначения GPIO (General Purpose Input/Output);
• встроенный компаратор и программируемая коррекция напряжения смещения;
• встроенный дифференциальный токоизмерительный усилитель с включением в нижнее плечо;
• точность стабилизации тока ±5 %;
• защитное отключение при перегреве.

Контроллер MCP19114 выпускается в квадратном 24-выводном корпусе QFN с размерами 4×4 мм, MCP19115 — в квадратном 28-выводном корпусе QFN с размерами 5×5 мм. Обозначение и описание выводов контроллеров MCP19114/5 приведены в таблице.

Контроллер представляет собой устройство с регулированием по пиковому току, в котором токоизмерительный элемент включен последовательно с MOSFET на первичной стороне. Для подавления бросков тока при открывании ключа предусмотрено программируемое гашение переднего фронта импульса. Интервал гашения определяется содержимым регистра ICLEBCON.

Имеется также программируемая коррекция тока смещения на первичной стороне, позволяющая ограничить пиковый входной ток. Для управления коррекцией используется регистр ICOACON.

Пользователь может настроить отключение драйверов при пониженном входном напряжении V_IN, установив бит UVLOEN. Если этот бит не установлен, драйверы будут продолжать работу при пониженном напряжении на входе и отключатся только тогда, когда их напряжение питания V_DR опустится ниже установленного для них порога UVLO, который выбирается из двух фиксированных значений: 2,7 или 5,4 В.

Порт входов/выходов общего назначения контроллеров (GPIO) может настраиваться для вывода данных о состоянии, подачи разрешающего сигнала на устройство управления внешним ключом, ввода/вывода сигнала синхронизации переключения и для индикации состояния устройства. Это позволило, в том числе, уменьшить размеры самих контроллеров и решений на их основе и использовать минимальное количество внешних компонентов, что привело, в свою очередь, к уменьшению стоимости печатных узлов.

На базе двух драйверов затвора внешних силовых n-канальных MOSFET нижнего плеча можно построить двунаправленный преобразователь, например для формирования тока в схемах регулирования яркости светодиодов или для подзарядки аккумулятора от него в устройствах с автономным питанием.

В состав контроллеров MCP19114/5 входят два независимых драйвера затвора нижнего плеча, предназначенных для управления на высокой частоте MOSFET в синхронных импульсных преобразователях (например, обратноходовых и Чука). В обоих типах преобразователей можно реализовать также асинхронное регулирование, заменив синхронно-регулируемый MOSFET диодом. Обратноходовой преобразователь может также работать в квазирезонансном режиме. Кроме того, контроллер можно использовать для работы в составе повышающего или SEPIC-преобразователя. Повышающий преобразователь может работать в асинхронном режиме на фиксированной частоте или с квазирезонансным регулированием. Можно также реализовать SEPIC-преобразователь, работающий в асинхронном режиме на фиксированной частоте.

Структурная схема контроллеров и, в качестве примера, схема их включения в квазирезонансном синхронном обратно­ходовом преобразователе для питания светодиодов приведена на рис. 1.

Рис. 1. Структурная схема контроллеров и пример построения на их базе квазирезонансного синхронного обратноходового преобразователя питания светодиодов

Напряжение питания двух схем управления затвором нижнего плеча (напряжение драйверов V_DR) составляет 5–10 В. При напряжении 10 В максимальный втекающий и вытекающий ток равняется 1 А, а если напряжение составляет 5 В, то максимальный ток снижается до 0,5 А.

Для схемы управления затвором можно программно задать «бестоковую паузу», которая предотвращает протекание токов перекрытия и сквозных токов, снижающих КПД преобразователя.

У каждого драйвера затвора имеется свой разрешающий вход (EN1 и ЕN2), которым управляет внутренний PIC-микроконтроллер (PIC CORE). Каждый драйвер имеет отдельный разрешающий вход с управлением через регистр PE1 и программируемое время задержки, устанавливаемое в регистре DEADCON.

Сброс ядра PIC-микроконтроллера выполняется при напряжении V_DD = 2 В.

Микросхемы оснащены двумя встроенными линейными стабилизаторами с малым падением напряжения (Low Dropout, LDO). Один из них (LDO1) с номинальным выходным напряжением 5 В питает встроенный микроконтроллер и внешнюю нагрузку, роль которой может играть драйвер затвора MOSFET. Если последний питается напряжением 5 В через вывод V_DD, рекомендуется включить между этим выводом и выводом V_DR аналоговый фильтр, состоящий из двух конденсаторов емкостью 4,7 мкФ (один как можно ближе к V_DD, другой как можно ближе к V_DR) и разделительного резистора сопротивлением 10 Ом между ними. Не рекомендуется подключать к выходу V_DD нагрузку емкостью более 10 мкФ.

При более высоких значениях управляющего напряжения затвора необходим внешний источник питания. Однако, включив между выходом V_DD и входом V_DR удвоитель напряжения на микросхеме TC1240 фирмы Microchip Technology Inc., как это показано на рис. 2 (пример построения преобразователя на базе контроллера MCP19114 по схеме Чука с синхронным положительным выходом), можно реализовать управляющее напряжение затвора, равное 10 В.

Рис. 2. Упрощенная схема Чука с синхронным положительным выходом на базе контроллера МСР19114

Второй стабилизатор LDO2, имеющий номинальное выходное напряжение 4 В (V_AVDD), питает внутренние аналоговые цепи.

Контроль входного напряжения при питании MCP19114/5 от LDO-стабилизатора производится через резистивный делитель. Диапазон входного напряжения контроллеров V_IN в нормальном режиме работы устройства 4,5–42 В, а предельно допустимое входное напряжение составляет 44 В (кратковременно допускается до 48 В в течение 500 мс). В контроллерах имеется также встроенная защита от «провалов» входного напряжения.

Выходной ток контроллеров измеряется самими контроллерами дистанционно по дифференциальной схеме. В устройствах с малыми рабочими токами это помогает поддерживать высокий КПД системы за счет минимизации рассеяния мощности на токоизмерительных резисторах. Кроме того, дифференциальная схема измерения уменьшает погрешности, связанные с внешним смещением потенциала земли. Внутренний дифференциальный усилитель имеет точно заданный коэффициент усиления, равный 10 В/В.

Назначение встроенного ШИМ-компаратора PWM Comp — обнаруживать выход магнитопровода трансформатора из режима насыщения для синхронизации работы ключа в квази­резонансных схемах. По выходному сигналу компаратора синхронизируется начало следующего цикла работы ключа. Эта схема функционирует иначе, чем традиционные схемы с фиксированной частотой переключения. В квазирезонансных схемах выход компаратора DESAT можно включать и использовать в контуре ШИМ-регулирования, а в схемах, работающих на фиксированной частоте, — отключать. В квазирезонансном режиме выход компаратора DESAT включен и, в сочетании с парой однократных таймеров и бистабильным мультивибратором, обеспечивает работу ШИМ-преобразователя. Таймер TMR2 (на схеме не показан) должен быть инициализирован и работать на частоте ниже минимальной рабочей частоты квазирезонансного режима. Управление компаратором осуществляется через регистр DESATCON. Когда в нем установлен бит CDSWDE, TMR2 функционирует как следящий таймер.

Цикл работы импульсного источника питания на базе обратноходового преобразователя, работающего в синхронном квазирезонансном режиме, может выглядеть так. На затворе ключа на первичной стороне (PDRV) устанавливается высокий уровень. На выходе компаратора DESAT присутствует высокий уровень. Первичный ток растет, пока I_P не достигнет такого же уровня, как на выходе усилителя сигнала ошибки I_COMP, после чего на выходе ШИМ-компаратора устанавливается низкий уровень. На выходе PDRV устанавливается низкий уровень, а на затворе ключа на вторичной стороне (SDRV) — высокий (по истечении заданной «бестоковой паузы»). При этом запускается первый однократный таймер, который генерирует импульс длительностью 200 нс для сброса мультивибратора и таймера TMR2. Этот импульс гасит (нейтрализует) паразитные колебания и перепады уровня на выходе компаратора DESAT, вызванные помехами переключения. На выходе SDRV сохраняется высокий уровень, пока во вторичной обмотке не иссякнет запасенная энергия, после чего выходной конденсатор начинает разряжаться через эту обмотку и ключ на вторичной стороне. Компаратор DESAT обнаруживает это, и на его выходе устанавливается низкий уровень. Тем самым переключается мультивибратор, и запускается второй однократный таймер, который генерирует импульс длительностью 33 нс для управляющей логики. В результате на выходе SDRV устанавливается низкий уровень, а на выходе PDRV — высокий (по истечении заданной «бестоковой паузы»). Затем цикл повторяется. Если по какой-либо причине сброшенный однократный таймер не срабатывает, на выходе остается низкий уровень, и таймер TMR2 продолжает работать, пока не будет запущен следующий цикл.

Для управления выходным током при пуске в контроллерах предусмотрена возможность монотонно увеличивать ток, манипулируя ЦАП источника опорного напряжения V_REF. Пусковой профиль задается пользователем программно.

Внутренние цепи управления драйверами контроллеров состоят из усилителя сигнала ошибки А1, высокоскоростного ШИМ-компаратора PWM Comp и триггера PWM Logic. Усилитель формирует управляющее напряжение, используемое компаратором. Есть также опорное напряжение V_REF, вырабатываемое внутренним источником. Разность между этим напряжением и фактическим значением напряжения обратной связи (ошибка) служит управляющим напряжением.

В контроллерах используется временное отключение (приостановка) драйверов затвора, например при переходе от одной светодиодной цепочки к другой. Работа усилителя сигнала ошибки также приостанавливается, и на его выходе принудительно устанавливается низкий уровень, чтобы при возобновлении работы он находился в этом состоянии. Возобновлять работу усилителя сигнала ошибки необходимо за некоторое время до включения драйверов, чтобы сигнал на его выходе постепенно достигал необходимого уровня, а ключ на вторичной стороне не открывался слишком надолго и не вызывал разряд выходной емкости с установлением низкого напряжения на выходе.

Поскольку в контроллерах регулирование осуществляется по пиковому току, компаратор сравнивает форму сигнала пикового тока на первичной стороне (вывод I_P) с выходным напряжением усилителя сигнала ошибки. Из этого напряжения вычитается компенсирующее пилообразное напряжение, которое программно задается пользователем.

В схемах, работающих на фиксированной частоте, крутизна компенсирующего пилообразного сигнала, задаваемая в регистре SLPCRCON, должна превышать половину крутизны спада тока дросселя. Предусмотрена также коррекция тока смещения, позволяющая ограничить пиковый ток ключа на первичной стороне для защиты от значений, превышающих норму. Диапазон пилообразного сигнала компенсации крутизны задается программно. Когда сигнал токоизмерительной схемы сравнивается с управляющим напряжением за вычетом компенсирующего пилообразного сигнала, цикл открытия прерывается, и внешний ключ удерживается в закрытом состоянии до начала следующего цикла, который наступает со следующим периодом тактового сигнала.

Чтобы улучшить стабилизацию тока при низких уровнях сигнала, в контроллерах применяется виртуальный общий провод с повышенным потенциалом (VZC), равным защитному напряжению 1,23 В. От этого виртуального общего провода отсчитываются уровни в усилителе сигнала ошибки A1, схеме компенсации крутизны Slope Comp, токоизмерительном усилителе A2 и схеме коррекции смещения I_P (LEB, ADJ Offset Lin и сумматор).

Частота переключения контроллеров в случае, когда для управления не используется выходной сигнал компаратора DESAT, задается одним перепадом внутреннего тактового сигнала частотой 8 МГц. Ее значение задается пользователем в регистре PR2. Максимально допустимый коэффициент заполнения сигнала PDRV задается в регистре PWMRL. Диапазон значений частоты переключения составляет от 31,25 кГц до 2 МГц, а доступные значения частоты ниже 2 МГц определяются по формуле F_sw = 8 МГц/N, где N — целое число в диапазоне 4 ≤ N ≤ 256.

Для установки выходного напряжения или тока служит восьмиразрядный источник опорного напряжения V_REF, который вырабатывает напряжение, подаваемое через сумматор на неинвертирующий вход усилителя сигнала ошибки А1.

Источник опорного напряжения OV REF задает порог защиты от выходных перенапряжений. Пороговое напряжение сравнивается с напряжением на выводе V_s, которое обычно пропорционально выходному напряжению с коэффициентом, определяемым параметрами резистивного делителя. Эта функция может использоваться как для защиты схемы, так и для регулирования выходного напряжения преобразователя в режиме пульсации с целью смены рабочей точки.

Для защиты контроллеров от перегрева предусмотрено их отключение при температуре p—n-перехода, равной +150 °C. Когда температура перехода достигает этого значения, драйверы затвора отключаются. В режиме останова выходы PDRV и SDRV отключены, а в регистре PIR2 установлен флаг перегрева OTIF. Когда температура перехода упадет на 20 °C ниже порога (до +130 °C), контроллер может возобновить нормальную работу драйверов. В контроллерах имеется и вторая цепь контроля температуры, сигнал которой может считываться АЦП через аналоговый тестовый мультиплексор.

На рис. 3 в качестве примера приведена упрощенная схема повышающего квазирезонансного преобразователя, выполненного на базе контроллера МСР19114.

Рис. 3. Упрощенная схема повышающего квазирезонансного преобразователя на базе контроллера МСР19114

С помощью интегрированной среды разработки Microchip MPLAB X и любого внутрисхемного отладчика или программатора компании Microchip можно настраивать рабочие параметры микросхем, профили пуска и останова, уровни защиты и процедуры обработки отказов. Весь спектр отладочных инструментов компании, включая упомянутую интегрированную среду разработки MPLAB X, программатор-отладчик PICkit 3 (PG164130) и анализатор последовательных протоколов передачи данных PICkit Serial Analyzer (DV164122), поддерживают и представленные контроллеры.

Рис. 4. Вид со стороны печати оценочной платы MCP19114 Flyback Standalone Evaluation Board (ADM00578)

Компания выпускает оценочную плату MCP19114 Flyback Standalone Evaluation Board (ADM00578) (рис. 4), которая представляет собой завершенный модуль обратноходового повышающего преобразователя с выходным напряжением 0–50 В при входном напряжении в диапазоне 8–14 В.