Применение и проектирование светодиодных драйверов на микросхемах ON Semiconductor

Компания ON Semiconductor (ONS) производит как стандартные электронные компоненты, так и специализированные микросхемы. Производственные мощности ONS расположены в США (штаты Аризона и Орегон), Китае, Чешской Республике, Японии, Малайзии, на Филиппинах.

Компоненты ONS можно найти во встроенных системах промышленного оборудования и автомобилей, компьютерах, серверах, маршрутизаторах, системах хранения данных и контрольно-измерительном оборудовании. Компания — надежный поставщик фильтров защиты от электромагнитных помех, аналоговых коммутаторов, аудиоусилителей, DC/DC-регуляторов, а также предлагает широкий спектр продуктов, используемых в устройствах питания, системах цифровой и смешанной обработки сигналов и др.

Но наибольший интерес для читателей журнала представляют микросхемы управления светодиодами, широкая номенклатура которых выпускается компанией с использованием различных технологий преобразования энергии: драйверы Flyback для сетевых светодиодных источников для наружного и внутреннего освещения, линейные драйверы, драйверы устройств задней подсветки ЖК-панелей, драйверы для автомобильных светодиодных фонарей и фар и др. [1]

Высокая эффективность преобразования при компактных размерах изделий, разумной цене и высокой степени надежности — ключевые элементы стратегии фирмы.

Ниже приведены примеры применения некоторых микросхем фирмы ONS для создания светодиодных драйверов.

Для использования в светодиодных источниках света малой, средней и большой мощности предназначена серия микросхем NCL30xxx. В драйверах с микросхемами NCL30000/30001, применяемых в светодиодных светильниках с сетевым питанием, используется встроенный корректор коэффициента мощности (ККМ), что позволяет получить максимальную эффективность преобразования энергии (повысить КПД), а также уменьшить уровень сетевых помех.

Входящая в эту серию микросхема NCL30000 — контроллер обратноходового (Flyback) преобразователя напряжения, в котором имеются встроенные ККМ и устройство диммирования [2]. Контроллер предназначен для использования в сетевых светодиодных источниках света низкой и средней мощности (до 40 Вт). Выходное напряжение преобразователя позволяет подключать в качестве нагрузки цепь, состоящую из 4–15 последовательно соединенных мощных белых светодиодов.

Микросхема позволяет реализовать как обратноходовую топологию, так и режим понижения напряжения (Buck). Частота переключения преобразователя изменяется в соответствии с изменением входного напряжения и тока в нагрузке. Это позволяет уменьшить потери на переключении, а также на выпрямлении во вторичной цепи. Контроллер имеет низкий стартовый ток, малый ток в цепи датчика обратной связи и обеспечивает надежную работу преобразователя в диапазоне температур –40…+125 °C.

Одним из приложений контроллера NCL30000 является реализация светодиодных ламп с цоколем Е27, которые приходят на смену компактным люминесцентным лампам и обычным лампам накаливания и вкручиваются в стандартный ламповый патрон.

Микросхема NCL30001 является контроллером, сочетающим в себе корректор коэффициента мощности и изолированный преобразователь напряжения понижающего типа [3]. Высокая степень интеграции контроллера обеспечивает уменьшение числа навесных компонентов построенного на его основе драйвера. Основные сектора применения контроллера — внутреннее и наружное освещение, уличные светильники, ландшафтная и архитектурная подсветка.

На основе драйвера с микросхемой NCL30001 компанией ONS разработан базовый дизайн светодиодного светильника, реализующий системы светодиодного освещения в диапазоне выходных мощностей 40–150 Вт с выходными напряжениями более 12 В.

На базе микросхемы может быть создан драйвер постоянного тока или драйвер постоянного напряжения для схем контроллеров светодиодных светильников с двухступенчатой схемой преобразования. Контроллер NCL30001 характеризуется следующими особенностями: наличием схемы формирования напряжения запуска, детектора понижения входного напряжения (Brown Out), внутреннего таймера контроля перегрузки, встроенного высокоточного умножителя напряжения, а также защиты входных цепей от защелкивания, от перенапряжения, от перегрева и от понижения входного напряжения. Частота преобразования может регулироваться в диапазоне от 20 до 250 кГц. Микросхема поставляется в корпусе SOIC-16 и обеспечивает надежную работу в широком диапазоне температур –40…+125 °C.

Микросхема NCL30100 разработана для применения в компактных светодиодных приложениях, для которых важны высокий КПД и миниатюрные размеры компонентов, в качестве замены аналогичных галогеновых ламп [4].

Контроллер использует архитектуру управления, основанную на слежении за импульсным значением тока с квазипостоянным временем нахождения мощного ключа в закрытом состоянии. Импульсный понижающий преобразователь напряжения работает в режиме непрерывной проводимости (Continuous Conduction Mode, CCM), что позволяет исключить необходимость установки выходного фильтрующего конденсатора и сократить размеры платы спроектированного драйвера. В топологии обратноходовой схемы используются мощные и недорогие MOSFET n-типа. Для минимизации потерь мощности в контроллере используется токовый датчик, стоящий в цепи обратной связи преобразователя. Время фазы закрытого состояния ключа выбирается пользователем посредством внешнего конденсатора небольшой емкости. Параметры обратной связи позволяют обеспечить надежное регулирование тока на рабочих частотах, вплоть до 700 кГц, что дает возможность разработчику использовать в конструкции катушку небольшой индуктивности и габаритов.

Чаще всего эта микросхема используется для построения драйверов, управляющих светодиодными лампами форм-фактора MR16, используемыми в точечных светильниках небольшой мощности (3–10 Вт). Такие лампы диаметром 50 мм содержат от одного до трех белых светодиодов мощностью 1–3 Вт каждый, корпус радиатора, отражатель, плату драйвера и цоколь.

В настоящее время используется два типа ламп указанного форм-фактора: один рассчитан на питание от постоянного напряжения 12 В (с цоколем GU5.3), другой — от переменного напряжения 220 В (с цоколем GU10). Первые из них обычно используются там, где требуется обеспечение электрической и пожарной безопасности.

Помимо применения в стандартных потолочных точечных светильниках, а также в люстрах и настольных светильниках, такие лампы используются в ландшафтном освещении, подсветке транспортных средств и интерьеров, во внешних светодиодных источниках освещения, в том числе с зарядкой от солнечных панелей. Светодиодные лампы форм-фактора MR16 используются также для подсветки садовых дорожек, прудов и бассейнов, подсветки ступенек лестниц, декоративной подсветки деревьев, подсветки витрин магазинов, освещения помещений магазинов и картинных галерей.

Микросхема CAV4201 с максимальной рассеиваемой мощностью 7 Вт — высокоэффективный понижающий стабилизатор тока, оптимизированный для питания светодиодных светильников с токами до 350 мА [5].

CAV4201 выпускается в миниатюрном корпусе для поверхностного монтажа TSOT-23. Собственное потребление микросхемы крайне мало, в результате чего отсутствует необходимость размещения на плате или в корпусе готового устройства радиаторов охлаждения или дополнительных площадок на печатной плате.

Прибор может работать с частотами переключения вплоть до 1 МГц, что хорошо подходит для устройств, в которых размеры печатной платы и габариты элементов схемы (в особенности это касается катушки индуктивности) являются критичными.

Драйвер с этой микросхемой находит применение в системах автомобильного освещения, 12- и 24-В питания (например, с целью замены галогеновых ламп накаливания), основного освещения и подсветки.

Микросхема NCL30105 является импульсным стабилизатором тока с управлением по методу фиксированного времени выключения (Fixed-Off-Time, FOF) в устройствах, в которых светодиодные цепи с прямым напряжением до 40 В работают в режиме CCM [6]. Микросхема может управлять внешним силовым MOSFET с частотой переключений до 500 кГц.

В NCL30105 реализованы несколько защитных функций: от перегрева (при превышении определенного предела температуры прибор отключается), от перегрузки по току, от слишком длительного времени включенного состояния. Драйвер с этой микросхемой находит применение в устройствах подсветки ЖК-панелей, в светодиодных лампах и в системах уличного освещения.

Микросхема NCL30160 является понижающим импульсным стабилизатором с довольно большим выходным постоянным током и с встроенным силовым MOSFET [7]. Стабилизатор предназначен для питания мощных светодиодов, выпускается в компактном корпусе для поверхностного монтажа SOIC-8 и характеризуется минимальным количеством внешних элементов и диапазоном входных напряжений 6,3–40 В. NCL30160 обладает встроенной защитой от перегрузки по току, от короткого замыкания в цепи светодиодов, от уменьшения напряжения питания и от перегрева.

Драйвер с этой микросхемой находит применение в системах автомобильного освещения, светодиодных светильниках общего освещения, системах промышленного освещения.

Микросхемы NCP/NCV3065/3066 [8, 9], используемые для создания драйверов мощных светодиодов, представляют собой силовые регуляторы с управляющим ключом, предназначенные для управления мощными светодиодами.

Рабочий температурный диапазон изделий –65…+150 °С. Диапазон входных напряжений 3–42 В.

Микросхемы имеют встроенный ключ на ток до 1,5 А, циклический ограничитель тока, возможность работы с любым типом керамических выходных конденсаторов (или вовсе без них), возможность регулировки силы свечения (на основе ШИМ), встроенную схему термозащиты.

Версия NCV, в отличие от NCP, предназначена для автомобильных и других применений, требующих расширенного температурного диапазона. Эти приборы оснащены схемой защиты от перегрева, которая включается при +165 °С и имеет гистерезис по температуре.

Микросхемы NCP/NCV3066 практически идентичны NCP/NCV3065 и отличаются от них наличием встроенного управляющего входа, что в общем случае позволяет упростить реализацию схемы диммирования. Максимальная частота ШИМ-сигнала на входе 1 кГц. Для нормальной работы микросхемы напряжение на этом входе должно быть 2,4–25 В. При его падении ниже 0,8 В микросхема отключается и переводится в режим пониженного энергопотребления (менее 100 мкА). То же самое произойдет, если оставить этот вывод неподключенным.

Рассмотрим теперь подробно метод проектирования драйвера светодиодов [10], выполненного на базе новейшей разработки фирмы ONS — семейства контроллеров NCL3008х [11, 12, 13, 14]. Это семейство сочетает в себе все функциональные элементы, необходимые для проектирования компактных маломощных драйверов светодиодов, с использованием минимального количества внешних компонентов.

Семейство состоит из четырех контроллеров, выполненных в корпусах двух типов — TSOP6 и Micro8. Изделия в 6-выводном корпусе (рис. 1а) содержат в себе все основные управляющие и защитные узлы, необходимые для создания драйвера светодиодов с малым числом компонентов. Изделия в 8-выводном корпусе (рис. 1б) дополнительно имеют узлы аналогового и ШИМ-диммирования и защиты от перегрева и перенапряжений.

В таблице 1 приведены сравнительные характеристики семейства контроллеров NCL3008х.

Таблица 1. Сравнительные характеристики семейства контроллеров NCL3008х

Изделие*	Корпус	Термозащита и защита от перенапряжений	Аналоговое/ ШИМ-диммирование	Пятиступенчатое логарифмическое диммирование
NCL30080A/B	TSOP6	Нет	Нет	Нет
NCL30081A/B	TSOP6	Нет	Нет	Есть
NCL30082A/B	Micro8	Есть	Есть	Нет
NCL30083A/B	Micro8	Есть	Есть. Плавный пуск	Есть

Примечание: * — в версиях контроллеров с буквенным индексом A некоторые защитные функции реализованы с фиксацией; в версиях с буквенным индексом B предусмотрен автоматический сброс всех защитных функций.

Контроллеры имеют встроенный алгоритм регулирования, позволяющий точно стабилизировать выходной ток квазирезонансного обратноходового преобразователя на первичной стороне, работающего по первой впадине между импульсами. Главной особенностью квазирезонансных преобразователей является их работа в режиме переключения при нулевом напряжении (Zero Voltage Switching, ZVS), что позволяет снизить потери на переключение и уменьшить уровень электромагнитных помех (ЭМП). Работа в этом режиме достигается путем включения MOSFET сразу после завершения размагничивания трансформатора на минимуме собственных колебаний, вызванных резонансом в LC-цепи на стоке транзистора (отсюда и появилось понятие «переключение впадин»). Предлагаемые контроллеры выбирают подходящую впадину для срабатывания, за счет чего частота удерживается в более узких пределах, чем обычно возможно без принятия дополнительных мер.

Для регулирования мощности используется режим так называемой критической проводимости (Critical Conduction Mode, CrM) с переключением во впадинах между импульсами. Это приводит к оптимизации КПД, качественной фильтрации ЭМП, а кроме того, исключает необходимость применения оптопары и сопутствующих цепей. Схема регулирования поддерживает также и другие топологии: понижающе-повышающую и SEPIC. Погрешность стабилизации выходного тока составляет ±2% в диапазоне действующих значений напряжения питающей сети 85–265 В.

Структурная схема контроллеров NCL30080/81 приведена на рис. 2а, а контроллеров NCL30082/83 — на рис 2б. Назначение выводов контроллеров приведено в таблице 2.

Таблица 2. Назначение выводов контроллеров

Номер вывода в корпусе TSOP6	Номер вывода в корпусе Micro8	Обозначение вывода	Описание вывода
1	2	ZCD	Вывод детектирования перехода сигнала через ноль (переключения при нулевом напряжении). Подключенный к вспомогательной обмотке, этот вывод защищает от короткого замыкания.
2	4	GND	Общий (корпус).
3	3	CS	Вывод считывания пикового тока в первичной цепи (токоизмерительный вывод, токовая чувствительность).
4	5	DRV	Выход драйвера для управления затвором MOSFET.
5	6	VCC	Напряжение питания и цепь запуска контроллера.
6	7	VIN	Вход напряжения блокировки контроллера при пониженном входном напряжении. Вывод используется для выбора впадины между импульсами и для защиты от пониженного напряжения питающей сети.
–	1	SD	Вывод термозащиты и защиты от перенапряжений. Подсоединение термистора к этому выводу позволяет уменьшить выходной ток до 50% от его фиксированного значения до остановки контроллера.
–	8	DIM	Вывод аналогового и ШИМ-диммирования.

Далее приведены критерии расчета и основные формулы для определения параметров обратноходового преобразователя, проектируемого на базе контроллеров NCL30080/81/82/83. Описанный метод расчета может быть использован для реализации драйвера светодиодов мощностью 10–12 Вт, работающего в широком диапазоне напряжений питающей сети.

 

Стабилизация по току

В обратноходовом преобразователе (рис. 3) спад тока в первичной цепи трансформатора и его нарастание во вторичной цепи замедляются из-за наличия индуктивностей рассеяния L_leak — паразитных параметров, отражающих неидеальность трансформатора. Таким образом, перенос тока из первичной цепи во вторичную замедляется, и пиковый ток на вторичной обмотке не достигает максимального значения, что видно из формулы:

I_D,pk< I_L,pk/N_SP,

где: I_L,pk — пиковый ток в первичной обмотке трансформатора; I_D,pk — пиковый ток во вторичной обмотке трансформатора; N_SP — коэффициент трансформации.

Ток через диод D_clamp достигает своего пика, когда индуктивность рассеяния обнуляется. Таким образом, для точной стабилизации выходного тока необходимо учитывать и ток через эту индуктивность, что делается путем измерения тока в цепи фиксации уровня. На практике вывод конденсатора цепи фиксации уровня C_clamp соединяется с резистором R_sense, вместо того чтобы подавать на него выходное напряжение мостового выпрямителя V_bulk. Затем, измеряя напряжение на выводе CS, отслеживают ток на первичной стороне (красная линия на рис. 4).

Пока через диод D_clamp протекает ток, на вторичной стороне ток линейно уменьшается от значения I_D,pk до нуля (синяя линия на рис. 4). Когда ток через диод прекращается, напряжение на стоке начинает колебаться из-за наличия резонансной цепи, образованной индуктивностями обмоток и рассеяния (L_p+L_leak) и паразитной емкостью трансформатора. Такой же характер имеет напряжение и на вспомогательной обмотке (на рис. 3 не показана), включенной в обратноходовом режиме (фиолетовая линия на рис. 4). Таким образом, по напряжению на вспомогательной обмотке можно определить момент прекращения тока через диод на вторичной стороне.

Схема стабилизации тока регистрирует ток индуктивности рассеяния и момент запирания выходного выпрямителя и регулирует ток стока MOSFET для поддержания стабильного выходного тока I_out, равного

I_out = V_ref/2N_SPR_sense,

где V_ref — внутреннее опорное напряжение контроллера, R_sense — токоизмерительный резистор, с помощью которого устанавливается значение выходного тока.

Из формулы можно сделать вывод, что выходной ток не зависит от значения индуктивности. Более того, индуктивность рассеяния не влияет на значение выходного тока, так как время разряда индуктивности учитывается контроллером.

Из приведенной формулы можно определить величину сопротивления токоизмерительного резистора:

R_sense = V_ref/2N_SPI_out.

Для точной стабилизации тока на вторичной стороне форма напряжения на токоизмерительном резисторе R_sense должна повторять форму тока на первичной стороне. На рис. 5 зеленым цветом показана форма напряжения V_CS на токоизмерительном резисторе, обеспечивающая точную стабилизацию выходного тока.

Поскольку форма напряжения на токоизмерительном резисторе R_sense влияет на стабилизацию выходного тока, контроллер отслеживает момент, когда это напряжение пересекает порог разряда индуктивности рассеяния V_CS(low), и рассчитывает величину выходного тока исходя из этой информации, поэтому его значение будет меняться в зависимости от формы данного напряжения. Если постоянная фильтрующей цепи R_LFFC_CS, подключенной внутри микросхемы к выводу CS (рис. 6), слишком велика, величина выходного тока I_out будет превышать ожидаемое значение.

На рис. 7 желтым цветом показана форма напряжения на токоизмерительном резисторе в этом случае неоптимальной фильтрации.

Момент, когда ток во вторичной цепи становится равным нулю, определяется по напряжению на выводе ZCD (Zero Crossing Detection — детектирование перехода сигнала через ноль) контроллера. Важно отфильтровать «звон», вызванный наличием индуктивности рассеяния и паразитной емкости, если эти колебания сами собой не затухли по истечении внутреннего интервала гашения t_BLANK (рис. 8). Для оптимальной стабилизации тока интервал t_demag должен быть больше интервала t_BLANK — в противном случае контроллер не сможет в точности определить момент прекращения тока во вторичной цепи, и качество стабилизации сильно ухудшится.

Для дальнейшего расчета обратноходового драйвера светодиодов понадобятся его основные параметры, приведенные в таблице 3.

Таблица 3. Основные параметры обратноходового драйвера светодиодов

Параметр, единица измерения	Символ	Значение
Минимальное входное напряжение, Вэфф	Vin,min	85
Максимальное входное напряжение, Вэфф	Vin,max	265
Минимальное выходное напряжение, В	Vout,min	12
Максимальное выходное напряжение, В	Vout,max	24
Выходное напряжение, при котором срабатывает защита от перенапряжения (Over Voltage Protection OVP), В	Vout(OVP)	28
Номинальный выходной ток, А	Iout	0,5
Падение напряжения на выходном выпрямителе (приблизительно), В	Vf	0,5
Минимальное входное напряжение, при котором контроллер начинает переключение, Вэфф	Vin(start)	72
Время запуска, с	tstartup	<1,5
КПД, %	η	85
Паразитная емкость, пФ	Clump	50
Частота переключения при Pout,max. Vin,min, кГц	Fsw	45
Коэффициент трансформации	NSP	0,17
Амплитуда пульсаций напряжения на выходе мостового выпрямителя (приблизительно), В	Vripple	30

Прежде всего, определим параметры внешних компонентов, для чего рассмотрим, к примеру, схему включения контроллеров NCL30082/83 (рис. 9).

 

Расчет и выбор номинала сопротивления резистора R_ZCD

Этот резистор ограничивает ток, протекающий через вывод ZCD контроллера. Кроме того, сопротивление резистора вместе с емкостью конденсатора C_ZCD задерживает проход напряжения через нуль и помогает настроить момент включения во впадине напряжения на стоке MOSFET. Для вычисления сопротивления R_ZCD необходимо сначала определить значения напряжений на вспомогательной обмотке L_aux при включенном (открытом) и выключенном (запертом) транзисторе.

Когда транзистор открыт, амплитуда напряжения достигает максимума при наивысшем входном напряжении, и минимальное напряжение на вспомогательной обмотке определяется по формуле:

V_aux(low) = –N_auxpV_in,max√2.

Когда транзистор закрыт, необходимо учитывать максимальное выходное напряжение, чтобы рассчитать максимальное напряжение на вспомогательной обмотке:

V_aux(high) = N_auxp/N_sp × (V_out+V_f),

где: N_auxp — отношение числа витков вспомогательной и первичной обмоток, N_SP — коэффициент трансформации.

Затем по наибольшему значению напряжения на вспомогательной обмотке рассчитывается сопротивление резистора R_ZCD:

Пример расчета

Из таблицы 3: V_in,max = 265 В_эфф, V_out,max = V_out(OVP) = 28 В, V_f = 0,5 В, N_SP = 0,17. Из паспорта на контроллер: I_ZCD(max+) = +5 мА, I_ZCD(max-) = –2 мА, N_auxp = 0,17.

Отсюда:

V_aux(low) = –0,17 × 265 В × √2 = –63,7 В;

V_aux(high) = 0,17/0,17 × (28 В+0,5 В) = 28,5 В;

R_ZCD = max (28,5 В/5 мА; –63,7 В/–2 мА) = 31,8 кОм.

Далее выбирают номинал сопротивления резистора равным 33, 36 или 39 кОм.

 

Выбор термистора

В качестве датчика температуры используется NTC-термистор (Negative Temperature Coefficient) R_NTC, который уменьшает свое сопротивление с увеличением температуры. Есть разные способы выбора термистора в зависимости от того, какой параметр важнее всего для проектировщика. Будем рассматривать в качестве конструктивных параметров температуру T_TFstart, при которой начинается тепловое ограничение, и температуру T_OTP, при которой должна срабатывать защита от перегрева OTP (Over Temperature Protection).

Контроллер начинает ограничивать выходной ток, когда напряжение на его выводе SD (вывод 1 на рис. 9) падает ниже 1 В, что соответствует сопротивлению между выводом SD и общим проводом R_SD ≤ 11,76 кОм (на схеме не показано). Ограничение тока прекращается при R_SD ≤ 8 кОм, при этом выходной ток снижается до 50% своего номинального значения. Контроллер регистрирует перегрев и выключается при R_SD ≤ 5,88 кОм.

В качестве отправной точки можно рассчитать коэффициент чувствительности (постоянная B, или В-параметр) материала (состава смеси, из которой изготавливают термистор), необходимый для выполнения требований к температуре. B-параметр — это коэффициент, который обычно дается в спецификации термистора. В то же время он достаточно постоянен только в известных температурных промежутках, к примеру, +25…+50 или +25…+85 °C. Если измеряемый температурный промежуток больше, то формулу для вычисления B-параметра можно взять из указаний по применению или паспорта термистора. Чтобы вычислить значение B, необходимо знать сопротивления R₁ и R₂ термистора при температурах T₁ и T₂. Тогда в общем случае:

В нашем случае эту формулу можно записать так:

где: В_х — расчетный коэффициент при температуре х; T_TFstart — температура, при которой должно начинаться тепловое ограничение; T_OTP — температура, при которой должна срабатывать защита от перегрева.

Поэтому, исходя из сказанного, будем считать сопротивление R_TFstart равным 11,76 кОм, а сопротивление R_OTP — равным 5,88 кОм.

Обычно значение B-параметра, приведенное производителем, рассчитано для температур +25 и +85 °C. Значение B-параметра зависит от температур, для которых оно вычислялось. Именно поэтому в нашем случае оно является приблизительным, и можно подобрать материал со значением B, отличающимся не более чем на ±5% от расчетного B_x.

После этого по B_x можно рассчитать сопротивление необходимого термистора при температуре +25 °C:

Пример расчета

T_TFstart = +75 °C = 348 К, T_OTP = +95 °C = 368 К.

В итоге выбираем термистор с B_25/85 = 4220 К и R₂₅ = 100 кОм.

Из таблиц зависимости сопротивления от температуры R(T), предоставленных производителем, выбирают следующие значения сопротивлений теристора: R₇₅ = 13,16 кОм, R₈₀ = 11,06 кОм (точка начала теплового ограничения находится в диапазоне +75…+80 °C); R₉₅ = 6,74 кОм, R₁₀₀ = 5,76 кОм (точка срабатывания защиты от перегрева OTP находится в диапазоне +95…+100 °C).

Можно также включить обыкновенный резистор параллельно термистору, чтобы изменить зависимость R(T).

 

Выбор емкости конденсатора на выводе SD

Емкость конденсатора C_SD, подключенного к выводу SD, не должна превышать 4,7 нФ, чтобы запуск контроллера был возможен в любых условиях, в частности, когда сопротивление R_SD находится в окрестности 8 кОм. Действительно, при запуске контроллер выжидает не менее 180 мкс, прежде чем начинать генерацию импульсов на выводе DRV, чтобы у источника тока было время зарядить емкость конденсатора C_SD. Если взять конденсатор слишком большой емкости, напряжение на выводе SD не сможет вырасти свыше 0,5 В, прежде чем истечет промежуток времени в 180 мкс и таким образом контроллер зафиксирует перегрев.

 

Расчет параметров цепи R_LFF C_CS, подключенной к выводу CS

При расчете должна учитываться задержка распространения t_prop (рис. 10) с момента, когда напряжение на токоизмерительном резисторе достигает установленного внутреннего порога V_control, до момента выключения MOSFET, которая влияет на стабилизацию выходного тока. Рост пикового тока, вызванный t_prop, необходимо скомпенсировать.

Влияние задержки распространения компенсируется путем приложения к выводу CS контроллера тока смещения, пропорционального сетевому напряжению, пока MOSFET включен. Ток смещения ограничивается типовым значением I_offset(MAX) = 76,5 мкА при напряжении на выводе VIN контроллера V_pinVIN > 5 В.

Напряжение смещения подается путем включения резистора смещения R_LFF между выводом CS и токоизмерительным резистором R_sense:

V_{CS(off set)} = K_LFFV_pinVINR_LFF,

где K_LFF — коэффициент преобразования напряжения в ток на выводе VIN, который можно взять из паспорта контроллера (его типовое значение составляет 17 мкА/В).

За отправную точку для оценки сопротивления этого резистора можно взять следующую формулу:

где R_BOU и R_BOL — резисторы цепи блокировки контроллера при пониженном входном напряжении, сопротивления которых рассчитывают так, как показано ниже.

Параметр t_prop включает в себя задержку распространения в контроллере (типовое значение по паспорту 50 нс) и в цепи управления затвором MOSFET. Соответственно, он меняется в зависимости от выбранного транзистора и от наличия дополнительных элементов между выводом DRV и затвором (последовательно включенного резистора, p-n-p-транзистора и т. п.). Поэтому трудно в точности определить значение данного параметра до проектирования драйвера. В первом приближении для расчета сопротивления R_LFF можно взять t_prop = 150 нс. В дальнейшем сопротивление резистора смещения можно определить более точно экспериментальным путем, добившись неизменности выходного тока.

Используя приведенную формулу, можно вычислить первое значение R_LFF для рассматриваемой конструкции:

В конечном результате значение R_LFF выбирают равным 820 Ом.

Как было сказано выше, форма напряжения на токоизмерительном резисторе влияет на стабилизацию выходного тока. Если постоянная времени фильтрующей цепи R_LFF C_CS слишком велика, установка выходного тока будет меняться (I_out будет выше ожидаемого). Таким образом, после того как значение R_LFF рассчитано и выбрано, важно иметь значение C_CS достаточно малым, чтобы качество стабилизации выходного тока было высоким. Обычно емкость конденсатора C_CS выбирают в диапазоне 10–100 пФ.

 

Выбор сопротивлений резисторов цепи блокировки контроллера при пониженном входном напряжении (Brown Out)

Цепь блокировки контроллера при пониженном входном напряжении (детектор понижения входного напряжения — Brown Out) представляет собой резистивный делитель R_BOU R_BOL, подключенный к его выводу VIN (рис. 11). Фиксированные внутренние пороги включения/выключения контроллера следующие: он начинает переключение, когда V_CC > V_CC(on) и V_pinVIN > V_BO(on), равного 1 В, и прекращает переключение через 50 мс, если V_pinVIN< V _BO(off), равного 0,9 В.

Прежде всего, выбирают значение сопротивления нижнего резистора делителя R_BOL в диапазоне 10–100 кОм. Чтобы уменьшить потери мощности в резистивной цепи, лучше выбрать сопротивление этого резистора в диапазоне 62–100 кОм. В нашем случае выбираем R_BOL = 100 кОм.

После этого выбирают входное напряжение V_in(start), при котором контроллер должен начать переключение.

Сопротивление верхнего резистора входного делителя R_BOU можно рассчитать по следующей формуле:

Контроллер регистрирует пониженное входное напряжение и выключается, когда напряжение на выводе VIN остается ниже V_BO(off) в течение 50 мс. Отсюда можно определить входное напряжение V_in(stop), при котором контроллер прекращает переключение:

Пример расчета

Зададимся значениями: V_in(start) = 72 В_эфф., R_BOL = 100 кОм.

Выберем R_BOU = 9,9 МОм.

Таким образом, контроллер останавливается при V_in(stop)< 63,6 В_эфф.

 

Вывод диммирования (только для NCL30082)

Вывод DIM контроллера NCL30082 обеспечивает аналоговое и ШИМ-диммирование и имеет пороговое разрешение (рис. 12).

Чтобы началась генерация импульсов, напряжение на этом выводе должно быть выше порогового значения V_DIM(EN) = 0,7 В, а если на вывод подать сигнал напряжением ниже V_DIM100, контроллер уменьшает выходной ток пропорционально приложенному напряжению.

Как следует из рис. 12, для обычного ШИМ-диммирования необходимо подавать прямоугольный сигнал с напряжением низкого уровня ниже V_DIM(EN) и напряжением высокого уровня выше V_DIM100. Для глубокого ШИМ-диммирования следует подавать сигнал с напряжением высокого уровня ниже V_DIM100, чтобы получить еще меньший выходной ток при ШИМ-диммировании.

 

Цепь запуска

В процессе запуска контроллер потребляет малый ток (типовое значение 14 мкА, максимальное значение 30 мкА). Таким образом, в зависимости от требуемого времени запуска для уменьшения мощности, рассеиваемой в цепи запуска, можно использовать высокоомные резисторы. Вместе с тем в аварийном режиме, пока идет отсчет 4-секундного таймера автоматического восстановления, устройство потребляет несколько больший ток, достигающий 60 мкА. Разработчик источника питания всегда должен быть уверенным в том, что он обладает запасом по току запуска, обозначенному как I_startup на рис. 13.

Пусковой резистор R_startup может быть подключен либо к выходному напряжению мостового выпрямителя V_bulk (такой способ называют двухполупериодной схемой включения, он показан на рис. 13 слева), либо непосредственно к сетевому напряжению (такой способ называют однополупериодной схемой включения, он показан на рис. 13 справа). Второй вариант подключения пускового резистора позволяет уменьшить рассеиваемую в нем мощность.

Емкость пускового конденсатора C_Vcc рассчитывается таким образом, чтобы источник питания мог замыкать контур до того, как напряжение V_СC упадет ниже V_CC(off). Соответственно конденсатор должен накапливать такой заряд, чтобы единолично обеспечивать питание контроллера, пока напряжение V_aux на вспомогательной обмотке L_aux не достигнет необходимого напряжения питания контроллера. Интервал времени, в течение которого контроллер питается только от конденсатора C_Vcc, обозначен как t_reg на рис. 14.

На стадии запуска через цепь светодиодов почти не будет протекать ток, пока напряжение на выходе не превысит пороговое прямое напряжение этой цепи. Таким образом, можно считать, что весь ток идет на зарядку конденсатора. Отсюда можно грубо оценить время t_reg:

где V_out1 — выходное напряжение, при котором контроллер начинает питаться от вспомогательной обмотки.

Емкость пускового конденсатора можно рассчитать по следующей формуле:

Ток, необходимый только для зарядки конденсатора C_Vcc во время пуска:

I_CVcc = V_CC(on),maxC_Vcc/t_startup.

Пример расчета

Для нашего 10–12-Вт драйвера светодиодов выберем MOSFET на ток стока I_D = 2,5 А, напряжение сток-исток V_DS = 800 В и суммарный заряд затвора Q_g = 19 нКл (например, STP3NK80Z фирмы STMicroelectronics).

Из таблицы 3: частота переключения при пониженном напряжении сети и максимальной выходной нагрузке F_sw = 45 кГц; время запуска драйвера светодиодов должно быть менее 1,5 с при V_in,min = 85 В_эфф.; V_out1 = 15 В, V_f = 0,5 В, I_out = 0,5 А.

Из паспорта на контроллер, например NCL30082: I_CC2 = 2,3 мА; V_CC(on),min = 16 В; V_CC(on),max = 20 В; V_CC(off),max = 9,4 В.

Определим сначала интервал t_reg:

Отсюда:

В качестве C_Vcc можно было бы выбрать конденсатор емкостью 2,2 мкФ, но следует также учесть случай пятиступенчатого диммирования (NCL30081/30083), когда выходной ток уменьшается дискретно каждый раз при обнаружении пониженного входного напряжения. Поэтому с запасом можно выбрать емкость конденсатора равной 4,7 мкФ.

Ток I_CVcc, необходимый для зарядки конденсатора C_Vcc, равен:

Сопротивление пускового резистора R_startup рассчитывают для двух схем его подключения. При двухполупериодной схеме включения для расчета сопротивления резистора можно пользоваться следующей формулой:

где: I_CVcc — ток, необходимый для заряда конденсатора, подключенного к выводу VCC; I_CC(start) — ток, потребляемый контроллером во время запуска; V_in,min — минимальное входное напряжение.

Максимальная мощность, рассеиваемая в пусковом резисторе в этом случае:

При однополупериодной схеме включения для расчета сопротивления резистора можно пользоваться следующей формулой:

Максимальная мощность, рассеиваемая в пусковом резисторе, в этом случае:

Пример расчета

Взятое из паспорта на контроллер типовое значение тока запуска I_CC(start) равно 14 мкА. Отсюда:

Мощность, рассеиваемая в каждом резисторе при максимальном входном напряжении, равна:

Таким образом, видно, что, подключив пусковой резистор по однополупериодной схеме, можно сэкономить 60 мВт, поэтому предпочтителен именно такой способ запуска драйвера светодиодов.

 

Расчет параметров и выбор обратноходового трансформатора

Трансформатор — важная составляющая конструкции источника питания, так как он влияет на выбор MOSFET, выходного выпрямителя и RCD-цепи фиксации уровня. При проектировании трансформатора приходится искать компромисс между его рабочими характеристиками и стоимостью решения. Например, больший допустимый размах напряжения «сток–исток» предполагает выбор транзистора с более высоким напряжением пробоя, зато позволяет использовать выходной выпрямитель с меньшим напряжением пробоя. При этом также снижаются потери мощности в цепи фиксации уровня, так как появляется возможность повысить сопротивление соответствующего резистора (если только индуктивность рассеяния трансформатора не выходит за допустимые пределы). Кроме того, увеличение напряжения на выходе приводит к снижению максимального потребляемого пикового тока в первичной цепи и возрастанию пикового тока во вторичной цепи.

Алгоритм стабилизации тока, реализованный в контроллерах NCL3008х, обеспечивает более качественную стабилизацию выходного тока, если рабочий цикл MOSFET больше или равен 50%. Рабочий цикл квазирезонансного обратноходового преобразователя, работающего по первой впадине между импульсами, можно рассчитать по следующей формуле:

Рабочий цикл меняется в зависимости от нагрузки на выходе и напряжения на входе. Поэтому в реальности невозможно обеспечить D > 0,5 во всем диапазоне входных напряжений и нагрузок, и трансформатор проектируют так, чтобы рабочий цикл превышал 50% в выбранной рабочей точке (например, максимальная выходная нагрузка и минимальное входное напряжение).

Коэффициент трансформации N_sp определяется по формуле:

Реально для драйвера светодиодов выбирают рабочий цикл равным около 55% при V_out,max и V_in,min:

Пиковый ток принимает наибольшее значение при минимальном входном напряжении и максимальной выходной нагрузке P_out,max (определяется как произведение V_out(OVP) и I_out). Выбрав частоту переключения для этой рабочей точки F_sw,min, можно вычислить значения максимального пикового тока и индуктивности первичной обмотки по следующим формулам:

где: V_ripple — амплитуда пульсаций на выходе мостового выпрямителя; C_lump — суммарная емкость паразитного конденсатора MOSFET; V_out(OVP) — выходное напряжение, при котором должна срабатывать защита от перенапряжения; h — КПД источника питания (принимают равным 85%).

Пользуясь последними двумя формулами, можно вычислить максимальный пиковый ток и индуктивность первичной обмотки обратноходового преобразователя:

 

Выбор напряжения пробоя MOSFET

На рис. 15 показана форма напряжения сток-исток MOSFET, работающего по первой впадине между импульсами.

Можно оценить максимальное напряжение на стоке, взяв V_out(OVP) за максимальное входное напряжение:

где: k_c  —  коэффициент ограничения (k_c = V_clamp/V_reflect), который обычно находится в диапазоне 1,3–1,5; V_os — выброс напряжения на стоке, обусловленный временем восстановления диода цепи фиксации уровня.

Вычислив максимальное напряжение «сток–исток», выбирают напряжение пробоя MOSFET с запасом в 15%, т. е.:

V_(BR)dss ≥ V_ds,max/(1–0,15).

В таблице 4 приведены значения максимального напряжения «сток–исток» с учетом 15%-го запаса для напряжений пробоя MOSFET, представленных на рынке.

Таблица 4. Зависимость напряжения пробоя V_(BR)dss от максимального напряжения «сток–исток» V_ds,max с учетом 15%-го запаса

Напряжение пробоя V(BR)dss, В	Максимальное напряжение «сток–исток» Vds,max, В
500	425
600	510
650	553
800	680

По приведенной выше формуле вычисляют V_ds,max используемого MOSFET:

и, исходя из данных таблицы 4, выбирают транзистор с напряжением пробоя 800 В.

Поскольку пространство в светодиодной лампе ограничено и обычно в нем негде разместить радиатор мощного MOSFET или выходного выпрямителя, то транзистор должен быть выбран таким образом, чтобы он рассеивал мощность при всех условиях без использования радиатора.

Зная тепловое сопротивление выбранного корпуса R_qJA, сначала рассчитывают мощность, которая может рассеиваться этим корпусом при выбранной максимальной температуре окружающего воздуха T_A(MAX):

P_pack = (T_J(MAX)–T_A(MAX))/R_qJA.

В рассматриваемом квазирезонансном обратноходовом источнике питания, работающем при низком напряжении питающей сети и полной нагрузке, потери в MOSFET приходятся, в основном, на проводимость. Значение статического сопротивления «сток–исток» открытого MOSFET R_DSon при максимальной температуре перехода T_J(MAX) можно оценить по следующей формуле:

R_DSon(Tj) = P_pack/I²_pri,rms,

где I_pri,rms — действующее значение тока в первичной обмотке обратноходового трансформатора при наименьшем входном напряжении и максимальной выходной нагрузке:

Исходя из этого производят выбор транзистора в изолированном корпусе TO-220FP. Из паспорта производителя определяют тепловое сопротивление R_qjA = 62,5 °C/Вт. Для этого устройства берут максимальную температуру p-n-перехода T_J(MAX) = +125 °C и максимальную температуру окружающего воздуха T_A(MAX) = +80 °C.

P_pack = (+125 °С – +80 °С)/62,5 °С/Вт = 0,72 Вт.

Максимальный пиковый ток и индуктивность первичной обмотки обратноходового преобразователя рассчитаны выше. Отсюда действующее значение тока в первичной обмотке:

Соответственно, значение R_DSon(Tj) при T_j = +125 °C равно:

R_{DSon(125 °С)} = 0,72 Вт/0,268 А² = 10 Ом.

Производители MOSFET обычно указывают R_DSon при температуре +25 °C, которое приблизительно вполовину меньше значения при T_j = +125 °C, поэтому выбирают транзистор с R_{DSon(25 °C)} ≤ 5 Ом.

 

Выбор выходного диода

При выборе выходного диода важно в числе прочего учесть потери, определяемые действующим значением тока на вторичной стороне и сопротивлением диода в динамическом режиме r_d:

P_diode = V_fI_out+r_dI²_sec,rms.

Это сопротивление можно определить по вольт-амперным характеристикам (ВАХ) диода, взятым из паспорта или измеренным экспериментально.

Определив падение напряжения в режиме прямого тока при I_f1 = I_out, следует выбрать рабочую точку несколько ниже предыдущей и зафиксировать значения V_f2 и I_f2. По этим значениям можно рассчитать сопротивление диода в динамическом режиме:

r_d = (V_f1–V_f2)/(I_f1–I_f2).

Выбирают, например, диод MURS220 в корпусе SMB. Его динамическое сопротивление r_d ≈ 100 мОм определяют по ВАХ, приведенным на рис. 16.

Действующее значение тока во вторичной обмотке трансформатора равно:

Падение напряжения на диоде MURS220 в режиме прямого тока при I_out = 0,5 А и T_j = +100 °C равно 0,65 В (рис. 16). Отсюда мощность, рассеиваемая на диоде, равна:

P_diode = V_fI_out+r_dI²_sec,rms = 0,65 В×0,5 А+0,1 Ом×1,52 А² = 0,56 Вт.

При выборе выходного диода проектировщик источника питания должен позаботиться о том, чтобы корпус диода был способен рассеивать расчетную мощность:

P_pack > P_diode.

Приняв тепловое сопротивление корпуса SMB равным R_qJA = 100 °C/Вт, а максимальную температуру p-n-перехода T_J(MAX) = +150 °C, можно вычислить рассеиваемую мощность корпуса по формуле:

Поскольку в худшем случае потери мощности в выходном диоде составляют 0,56 Вт, а корпус способен рассеивать 0,7 Вт при температуре окружающего воздуха +80 °C, можно считать созданную конструкцию безопасной.