Разработка источников питания для светодиодов с учетом требований по устойчивости к высоковольтным импульсным помехам

№ 1(63)’2020
PDF версия
Импульсные источники питания (ИИП) на базе однокаскадных обратноходовых преобразователей, совмещенных с корректором коэффициента мощности (ОПККМ, англ. — Single Stage High PF Flyback Converter), нашли широкое применение в светодиодной осветительной технике.

К их достоинствам относятся:

  • малое число элементов в схеме и низкая стоимость;
  • отсутствие пусковых токов, многократно превышающих номинальный потребляемый ток, что упрощает выбор и значительно продлевает срок службы выключателей и реле, коммутирующих цепи питания светильников. Этот параметр особенно важен при освещении больших помещений с десятками светодиодных светильников (учебные аудитории, коридоры, торговые залы магазинов);
  • простота реализации изделий, устойчивых к аварийному повышению напряжения в однофазных сетях до линейных значений (например, обрыв нейтрали, при котором на однофазные потребители начинает поступать напряжение до ~380 В).

Однако у ОПККМ есть и ряд недостатков:

  • по сравнению с другими топологиями при той же мощности требуется магнитопровод трансформатора большего размера и более мощные полупровод­никовые приборы;
  • необходимость в дополнительных узлах для снижения низкочастотных (с удвоенной частотой питающей сети) пульсаций выходного напряжения и тока. По этой же причине требуется очень большая емкость конденсатора фильтра выходного выпрямителя;
  • такие ИИП особенно уязвимы к высоковольтным помехам из сети, так как из-за отсутствия на входе электролитического конденсатора большой емкости без принятия специальных мер высоковольтные импульсные помехи из сети напрямую воздействуют на силовой коммутирующий транзистор и косвенно — на диод выходного выпрямителя и могут вывести из строя эти полупроводниковые приборы.

Несмотря на такие серьезные недостатки, именно топология ОПККМ по совокупности технико-экономических показателей оказывается наиболее подходящей (а иногда и единственно возможной) для реализации источников питания для светодиодов малой и средней мощности. При грамотной реализации входного фильтра электромагнитных помех (ЭМП), дополнительных цепей защиты и правильном выборе полупроводниковых приборов и их режимов работы вполне возможно создать качественное серийно пригодное изделие, не уступающее по надежности другим топологиям ИИП для светодиодов.

Устойчивость электронных устройств (и входящих в их состав блоков питания) к электромагнитным помехам регламентируется рядом отечественных и зарубежных стандартов по электромагнитной совместимости (ЭМС). В зарубежной литературе эти стандарты подробно рассматриваются, например, в главе 2 книги [1]. Среди отечественных публикаций тема рассмотрена, в частности, в [2].

Требования к устойчивости оборудования к микросекундным импульсным помехам (МИП) большой энергии и методы испытаний устанавливаются в ГОСТ IEC 61000-4-5 [3]. За рубежом применяется аналогичный стандарт IEC 61000-4-5. В ГОСТ Р 51514-2013 [4] приводятся требования к устойчивости осветительного оборудования (табл. 1).

Таблица 1. Испытательные уровни по ГОСТ IEC 61000-4-5 (табл. 1, разд. 5)

Уровень

Испытательное напряжение импульсного генератора в режиме холостого хода, кВ

«Провод-провод»

«Провод-«земля»

1

0,5

2

0,5

1,0

3

1,0

2,0

4

2,0

4,0

Х

Специальное

Как правило, устойчивость к МИП уровня 3 достаточна для устройств, эксплуатирующихся в помещениях бытового и офисного назначения. Изделия, подключаемые к сети промышленных предприятий и других объектов с мощными энергетическими установками, должны иметь усиленную защиту от МИП (обычно достаточно уровня 4). Изделия, эксплуатируемые в малонаселенных районах и питаемые от сети, подключенной к воздушным линиям электропередачи, также должны иметь усиленную защиту от МИП. Для таких изделий применяется испытательный уровень 4 или уровень Х.

 

Защита входа преобразователя с помощью поглотительного конденсатора

В сетевых ИИП с активным корректором коэффициента мощности (ККМ), выполненным по схеме неизолированного повышающего преобразователя, а также в ИИП без ККМ устойчивость к МИП значительно улучшается за счет присутствия в первичных цепях электролитического конденсатора большой емкости. Этот конденсатор может поглощать достаточно большие порции энергии МИП и тем самым защищает полупроводниковые приборы преобразователя от перенапряжений, вызванных МИП.

Самый простой метод защиты ОПККМ от импульсных помех — подключение после сетевого выпрямителя поглотительного электролитического конденсатора относительно большой емкости по аналогии с указанными топологиями ИИП (рис. 1).

Защита ОПККМ с помощью поглотительного конденсатора

Рис. 1. Защита ОПККМ с помощью поглотительного конденсатора

При включении ИИП конденсатор заряжается через диод VD до пикового значения напряжения сети и далее не влияет на коэффициент мощности и работу преобразователя. При поступлении на вход ИИП импульсной помехи напряжение на поглотительном конденсаторе не может измениться мгновенно, поэтому диод открывается, и поглотительный конденсатор начинает заряжаться током помехи, ограниченным импедансом фильтра ЭМП и сети. Напряжение на входе преобразователя (на конденсаторе Cвх) при этом определяется выражением:

где uC(t) и iC(t) — функции напряжения на поглотительном конденсаторе и тока через него в момент воздействия МИП, ЭПС — его эквивалентное последовательное сопротивление, UVDпр.≈ 1 В — прямое падение напряжения на диоде.

Как видно из формулы, фактическое напряжение Uвх также будет в значительной степени зависеть от импеданса питающей сети и входных цепей ИИП. Для точного расчета переходных процессов в этой схеме, а также в других топологиях ИИП, где на входе присутствует конденсатор большой емкости, можно использовать соотношения, приведенные в главе 4 [1].

Высокоомный резистор R разряжает конденсатор после воздействия импульсной помехи, а также при выключении ИИП.

На практике в качестве поглотительного конденсатора обычно используют электролитический алюминиевый емкостью 4,7–15 мкФ на напряжение 450 В с низким ЭПС. При работе в нормальных климатических условиях это позволяет реализовать защиту от МИП амплитудой до 2 кВ, прикладываемой по цепи «провод-провод».

Недостатки защиты на основе поглотительного конденсатора:

  • пусковой ток сопоставим с аналогичным параметром «классических» ИИП с электролитическими конденсаторами на входе и ИИП с отдельным ККМ, то есть ОПККМ лишается одного из главных преимуществ. Могут потребоваться дополнительные элементы для ограничения пускового тока;
  • при низких и отрицательных температурах окружающей среды ЭПС алюминиевого электролитического конденсатора значительно увеличивается. Поскольку МИП способны порождать очень значительные импульсные токи через конденсатор, напряжение на входе преобразователя может оказаться недопустимо высоким, то есть защита действует неэффективно или вообще оказывается неработоспособной;
  • по сравнению с другими элементами схемы электролитические алюминиевые конденсаторы имеют низкую надежность и небольшой срок службы, со временем их емкость снижается, а ЭПС увеличивается, то есть эффективность защиты ухудшается. При высокой частоте повторения МИП конденсаторы могут накапливать напряжение, близкое или превышающее максимально допустимое. В результате они сильно разогреваются и быстро деградируют, после чего ИИП оказывается более не защищенным от МИП и выходит из строя.

 

Варисторная защита

Для ограничения напряжения на импульсном преобразователе в момент воздействия импульсной помехи обычно используют варисторы. Качество такой защиты в немалой степени зависит от места подключения варисторов во входных цепях. Срок службы варистора увеличивается, если через него протекают меньшие пиковые токи. При этом также немного уменьшается напряжение ограничения.

Типовая схема входных цепей и цепей защиты ОПККМ с использованием варисторов приведена на рис. 2.

Типовая схема входных цепей и ЭМИ-фильтра ОПККМ

Рис. 2. Типовая схема входных цепей и ЭМИ-фильтра ОПККМ

Варистор RU1 установлен непосредственно перед входным диодным мостом и защищает все, что расположено после него: мост, конденсатор С2, шунтирующий высокочастотную составляющую тока импульсного преобразователя, и сам преобразователь. При этом дроссель фильтра дифференциальной помехи L2 своим индуктивным и активным сопротивлением ограничивает скорость нарастания напряжения и пиковый ток помехи.

Если установить только варистор RU2, а RU1 не устанавливать, то, во-первых, импульсы напряжения на нем могут вызвать колебания в паразитных контурах, образованных емкостями и индуктивностями элементов фильтра и монтажа. Амплитуда этих колебаний может быть довольно высокой и превышать напряжение на варисторе RU2, что делает работу цепи защиты неэффективной. Во-вторых, варистор RU2 функционирует в более жестком режиме, а значит, должен быть более мощным, начнет быстрее деградировать и менее эффективно ограничивать напряжение.

Если же RU2 не устанавливать, МИП создаст значительные перенапряжения на L2 и всех элементах, расположенных перед этим дросселем, что в ряде случаев может привести к их повреждению.

При проектировании ИИП с учетом степени жесткости испытаний 4 и выше по ГОСТ IEC 61000-4-5 возникает проблема защиты X-конденсаторов сетевого фильтра: скорость нарастания напряжения на них часто превышает максимально допустимую, что приводит к их повреждению. В этом случае установка варистора RU2 обязательна. Для облегчения режима работы варистора рекомендуется устанавливать его в таком месте схемы, чтобы между сетевыми зажимами и варистором было максимально возможное активное или индуктивное сопротивление. В схеме на рис. 2 роль такого ограничителя тока играет активное сопротивление обмоток дросселя фильтра синфазной помехи L1 и плавкой вставки FU1 (разумеется, изоляция между обмотками дросселя L1 должна выдерживать максимально возможное напряжение помехи). В зависимости от особенностей ИИП классификационное напряжение варистора RU2 выбирают таким же или бо́льшим, чем у RU1. Альтернативным вариантом ограничения скорости нарастания напряжения может быть включение в разрыв одного из сетевых проводов проволочного резистора сопротивлением от единиц до десятка Ом.

Плавкая вставка FU1 должна многократно выдерживать импульсы сверхтоков, возникающих вследствие воздействия МИП. Расчет и выбор плавких вставок подробно рассмотрен в [8].

 

Процессы в цепях преобразователя, протекающие после воздействия МИП, и способы защиты его элементов

На рис. 3 показаны осциллограммы сигналов в ОПККМ при воздействии на его вход стандартного импульса помехи 1/50 мкс по ГОСТ IEC 61000-4-5 амплитудой 1 кВ, приложенного по цепи «проводпровод» при фазовом угле сетевого напряжения 90°. Осциллограммы приведены в разных масштабах по временно́й оси. ОПККМ при испытаниях работал на номинальную нагрузку.

Осциллограммы токов и напряжений в цепях преобразователя

Рис. 3. Осциллограммы токов и напряжений в цепях преобразователя:
а) момент воздействия импульсной помехи;
б, в) входное напряжение, напряжение сток-исток и ток стока транзистора;
г, д) входное напряжение и напряжение на диоде выходного выпрямителя

В данном примере схема управления преобразователем не имеет функции выключения при повышенном входном напряжении и преобразователь продолжает работать. Напряжение на его входе (конденсатор С2), ограниченное варистором, в первый момент времени после воздействия помехи достигает значения +648 В. Соответствующие перенапряжения при этом испытывают коммутирующий транзистор и выходной диод ООП. В приведенном примере максимальное напряжение на стоке достигает +776 В (+880 В с учетом выброса от индуктивности рассеяния), а обратное напряжение на диоде составляет +596 В (+808 В с учетом выброса от индуктивности рассеяния).

Интересно, что сразу после воздействия помехи первые импульсы обратного напряжения на диоде (рис. 3г, д) имеют амплитуду, гораздо меньшую теоретически возможной. Это следствие насыщения сердечника трансформатора, которое в данном случае облегчает режим выходного диода.

Поскольку во время действия импульса помехи преобразователь продолжает работать, энергия этого импульса довольно быстро расходуется нагрузкой, и уже через 17 тактов уровни напряжений на входе и на силовых элементах возвращаются к первоначальному значению.

Возможны два режима работы полупроводниковых приборов:

  1. Преобразователь рассчитан таким образом, что напряжения на коммутирующем транзисторе и диоде выходного выпрямителя в момент воздействия помехи не превышают предельно допустимых.
  2. Транзистор и диод выбраны таким образом, что при воздействии импульсной помехи они работают в режиме лавинного пробоя и рассеивают на себе часть энергии помехи. Эта энергия должна быть правильно оценена, иначе лавинный пробой перейдет в тепловой, в результате чего элементы выйдут из строя.

 

Динамические потери и лавинные процессы в элементах схемы при воздействии МИП

Перенапряжения на коммутирующих элементах в момент воздействия импульсной помехи не единственная опасность. Большую опасность представляют резко возрастающие динамические потери при переключении.

На рис. 4 в крупном масштабе приведены осциллограммы выключения коммутирующего транзистора ОПККМ при повышенном вследствие воздействия МИП входном напряжении.

Выключение коммутирующего транзистора ОПККМ при повышенном входном напряжении

Рис. 4. Выключение коммутирующего транзистора ОПККМ при повышенном входном напряжении:
а) импульс повышенного тока стока и насыщение трансформатора (1,25 А/дел.);
б, в) жесткое выключение транзистора и последующий лавинный пробой, вызванный выбросом напряжения от индуктивности рассеяния

В этом примере схема управления работает в режиме переключения при нулевом токе трансформатора ОПККМ с фиксированным временем открытого состояния ключа и с большой постоянной времени обратной связи, необходимой для коррекции коэффициента мощности (время открытого состояния ключа не успевает измениться за период воздействия МИП). Использован транзистор с максимально допустимым напряжением стокисток 800 В.

Как видно из осциллограммы, входное напряжение преобразователя (канал CH1) повышено до +632 В (вместо штатных максимально допустимых +395 В), поэтому ток в первичной обмотке трансформатора нарастает быстрее, чем при нормальной работе. На участке 1 (рис. 4а) ток нарастает линейно, а на участке 2 сердечник трансформатора начинает насыщаться, и скорость нарастания тока увеличивается. В момент выключения транзистора ток стока в 2 раза превышает ток насыщения трансформатора. На рис. 4б в крупном масштабе показан участок 3. Сначала происходит жесткое выключение транзистора. Для перезаряда паразитных емкостей транзистора требуется некоторое время, и в это время транзистор находится в активном режиме. В технической документации на транзистор такое время обозначается как длительность спадающего фронта (FallTime). В это время на кристалле выделяется большая импульсная мощность. Происходит адиабатический нагрев кристалла. Энергия, выделяемая на кристалле, равна (формула 1):

где uc(t), ic(t)функции изменения мгновенных значений напряжения на стоке и тока стока при выключении транзистора; tвыкл.время перехода транзистора из состояния насыщения в состояние отсечки (длительность спадающего фронта); Сссуммарная емкость цепи стока (емкость демпфирующего конденсатора Сд между стоком и истоком и паразитная емкость элементов схемы); Uc выкл.напряжение на стоке после выключения транзистора.

После выключения транзистора на его стоке наблюдается импульс напряжения, вызванный индуктивностью рассеяния первичной обмотки трансформатора. В данном примере он повышает напряжение на стоке транзистора до 880 В и вызывает его лавинный пробой. Энергия, выделяющаяся на кристалле в результате лавинного пробоя, может быть вычислена по формуле:

где tлав.длительность лавинного процесса; UСлав.напряжение лавинного пробоя.

В приведенном примере энергия лавинного пробоя может быть вычислена аналитически на основе информации об индуктивности рассеяния трансформатора и пиковом токе первичной обмотки в момент выключения транзистора.

Таким образом, за один iй такт работы ОПККМ при повышенном входном напряжении на кристалле выделяется энергия:

Ei = Ei выкл. + Ei лав.

За время воздействия перенапряжения, вызванного МИП, на кристалле выделится энергия (формула 2):

   

где N — количество тактов преобразователя, за которое входное напряжение возвращается к норме (рис 3б).

Эта энергия повышает температуру кристалла на значение, зависящее от его теплоемкости, которая в свою очередь зависит от его геометрических размеров и особенностей технологии изготовления. Если температура кристалла превысит максимально допустимое значение, наступает тепловой пробой и транзистор выходит из строя. Поэтому важно проанализировать результаты воздействия МИП в различных условиях эксплуатации при разных начальных температурах перехода.

При испытаниях устройства энергию потерь от МИП удобно вычислять по результатам фактических измерений. Для этого необходимо с помощью цифрового запоминающего осциллографа записать массивы мгновенных значений напряжения на стоке коммутирующего транзистора и напряжения на датчике тока стока в момент воздействия помехи (пример на рис. 4). Далее, используя численные методы, находим значение энергии для одного импульса либо для серии импульсов.

В приведенном примере для первого после воздействия помехи импульса энергия потерь при переключении, вычисленная описанным способом, составила 48 мкДж. При подключении между стоком и истоком последовательной RC-цепочки с номиналами Сд = 100 пФ и Rд = 10 Ом энергия потерь снизилась до 31 мкДж. Энергия лавинного пробоя составила 509 мкДж.

На рис. 5 приведена осциллограмма сигналов в момент выхода из строя коммутирующего транзистора.

Выход из строя коммутирующего транзистора в момент выключения

Рис. 5. Выход из строя коммутирующего транзистора в момент выключения:
CH1 — напряжение на входе преобразователя (на конденсаторе С2);
CH2 — ток стока коммутирующего транзистора (3,125 А/дел.);
CH3 — напряжение на стоке коммутирующего транзистора

Как видно из осциллограммы, в данном примере напряжение на стоке не превышало пробивного с учетом технологического запаса, то есть режим лавинного пробоя не наблюдался. В начале процесс коммутации протекает аналогично предыдущему случаю, показанному на рис. 4.

В момент времени t2 ток стока достигает порогового значения защиты по току схемы управления. Однако срабатывание защиты имеет задержку tзащ., и только в момент времени t3 схема управления начинает закрывать транзистор. В этот момент ток стока уже превышает штатное пиковое значение Iпик. раб. в 5 раз! Помимо огромных динамических потерь и скорости нарастания напряжения на стоке, в случае использования в качестве коммутирующего транзистора MOSFET здесь также может наблюдаться эффект «защелкивания» — открытие паразитного биполярного транзистора внутри MOSFET (подробнее [5], с. 48–49), в результате чего транзистор тоже выйдет из строя.

В момент времени t4 транзистор необратимо пробивается и переходит в короткозамкнутое состояние. В результате выходят из строя элементы преобразователя, через которые протекает ток КЗ, и в завершение сгорает плавкая вставка, предотвращая возгорание вышедшего из строя источника питания.

Для предотвращения описанной ситуации при разработке преобразователя нужно придерживаться следующих правил:

  • Схема управления должна максимально быстро разряжать паразитную емкость затвора (в то же время не забываем про максимально допустимую скорость изменения напряжения на выходе драйвера затвора для исключения его «защелкивания»).
  • Трассировка печатной платы должна быть выполнена схемотехнически грамотно: связи, через которые протекают большие токи, должны иметь минимально возможную паразитную индуктивность и сопротивление. Сигналы управления транзистором должны непосредственно подводиться к датчику тока в цепи истока и затвору транзистора связями минимальной длины.
  • Желательно выбирать транзистор с минимально возможным временем выключения и большим размером кристалла. Максимально допустимую энергию, которую может поглотить и затем рассеять кристалл, следует косвенно оценить по максимально допустимой энергии лавинного пробоя, которую обычно указывают в документации на транзистор.
  • Определенную пользу может принести включение между истоком и стоком последовательной демпфирующей RC-цепочки, формирующей траекторию выключения транзистора. Конденсатор уменьшает скорость нарастания напряжения на стоке закрывающегося транзистора и тем самым снижает рассеиваемую на нем мощность, так как транзистор успевает закрыться при меньшем напряжении на стоке. Резистор ограничивает ток разряда конденсатора в момент открывания транзистора, сокращая дополнительные потери на транзисторе. Сопротивление резистора обычно выбирают в единицы/десятки Ом.
  • Коэффициент трансформации трансформатора ОПККМ следует выбирать таким образом, чтобы выполнялось условие (формула 3):

где Uс-и, макс. — максимально допустимое напряжение сток-исток коммутирующего транзистора; UVDобр., макс. — максимально допустимое обратное напряжение диода выходного выпрямителя;Uвх. МИП — ограниченное варистором входное напряжение преобразователя во время воздействия МИП; Uвых. — выходное напряжение ИИП; К = N1/N2коэффициент трансформации (отношение числа витков первичной обмотки к числу витков вторичной обмотки).

При этом энергии лавинного пробоя транзистора и диода будут определяться индуктивностями рассеяния первичной и вторичной обмоток трансформатора и иметь минимальное значение.

Помимо этого, следует также учитывать:

  1. В момент воздействия МИП начальная температура кристалла может быть достаточно высокой и зависеть от температуры окружающей среды и условий охлаждения ИИП. Поэтому запас по перегреву кристалла от МИП может оказаться небольшим. Однако при высокой температуре кристалла выше напряжение лавинного пробоя.
  2. При снижении температуры кристалла уменьшается пробивное напряжение сток-исток МОП-транзисторов. Но при этом запас по перегреву до максимально допустимой температуры больше и на кристалле может безопасно выделиться большая энергия.

Следует также отметить, что лавинный пробой обычно наблюдается только на первых нескольких тактах после воздействия МИП, когда входное напряжение еще достаточно высоко. Так, на рис. 2б лавинный пробой наблюдается только на первых двух тактах. На последующих же тактах Eлав. = 0. Подробнее о безопасной работе MOSFET в режиме лавинного пробоя можно узнать в [6].

 

Защита от синфазной МИП

Для устройств в металлическом корпусе, предназначенных для подключения к сети по трехпроводной схеме с провод­ником защитного заземления/зануления, ГОСТ IEC 61000-4-5 предусматривает испытание на устойчивость к импульсным помехам, воздействующим по цепям «проводземля». Причем амплитуда испытательных импульсов гораздо выше, чем при испытаниях по схеме «проводпровод».

Поскольку сетевой фильтр ИИП в таком исполнении обычно содержит Y-конденсаторы CY2, CY3 фильтра синфазной помехи (показаны пунктиром на рис. 2), на входные цепи преобразователя через эти конденсаторы наводятся значительные перенапряжения, не уступающие перенапряжениям при воздействии помехи по схеме «проводпровод». На рис. 6 приведена осциллограмма сигналов при воздействии МИП амплитудой 2 кВ по цепи «проводкорпус», соответствующей испытательному уровню 3 по ГОСТ IEC 61000-4-5. Импульс положительной полярности подается при фазовом угле сетевого напряжения 90°. В схеме установлены конденсаторы CY2, CY3 емкостью 2200 пФ.

Воздействие МИП по цепи «фаза-корпус» амплитудой 2 кВ

Рис. 6. Воздействие МИП по цепи «фаза-корпус» амплитудой 2 кВ

Синфазная МИП, приложенная между корпусом устройства и его входными цепями, создает электростатическое поле, способное выводить из строя некоторые чувствительные компоненты на печатной плате, расположенной близко к корпусу. Поэтому для защиты от мощной синфазной МИП между корпусом и входными цепями включают ограничительные элементы (табл. 2, п. 4). Разрядник FV1 ограничивает амплитуду МИП, а варисторы RU3 и RU4 облегчают гашение возникшей в нем дуги по окончании импульса помехи. Если быстродействия такой защиты окажется недостаточно, можно использовать только варисторную защиту на соответствующее напряжение (вместо разрядника FV1 — перемычка).

 

Защита от повышенных входных напряжений

Защита от повышенных входных напряжений подразумевает способность ИИП без повреждения выдерживать длительное (минуты, часы) воздействие на вход ИИП напряжений, значительно превышающих верхний предел диапазона входных рабочих напряжений.

При питании ИИП фазным напряжением сети ~220/380 В такие перенапряжения обычно возникают при обрыве нейтрали. Потребители, подключенные к разным фазам сети, оказываются соединенными последовательно и образуют делитель напряжения, параметры которого непрерывно меняются по мере отключения/выхода из строя потребителей. В худшем случае на ИИП, ставший элементом одного из плеч этого делителя, подается линейное напряжение трехфазной сети — ~380–400 В.

В ИИП без защиты такая ситуация обычно заканчивается срабатыванием варистора и перегоранием плавкой вставки. Хотя сам преобразователь при этом не выходит из строя, для восстановления работоспособности устройства требуется демонтаж ИИП, его вскрытие и замена вышедших из строя элементов. Расходы на такое обслуживание в ряде случаев могут значительно превышать стоимость самого устройства и ИИП, особенно если устройство расположено в труднодоступном месте.

Для реализации защиты необходимо устанавливать варисторы с бо́льшим классификационным напряжением, чтобы они выдерживали длительное воздействие аварийного напряжения без повреждений. Рекомендации по выбору варисторов в общем случае даны в [7]. Однако напряжение ограничения таких варисторов тоже существенно возрастает, что требует применения более высоковольтных транзисторов и диодов, а это, в свою очередь, увеличивает стоимость и ухудшает эксплуатационные характеристики в штатном режиме работы изделия. Альтернативным вариантом может быть реализация схемы выключения преобразователя на время воздействия перенапряжения или МИП.

Рассмотрим, в каких режимах при этом оказываются полупроводниковые приборы ОПККМ. На рис. 7 показаны осциллограммы сигналов при воздействии на вход ИИП по схеме «проводпровод» МИП положительной полярности амплитудой 2 кВ при фазовом угле сетевого напряжения 180°. На входе ИИП (рис. 2) установлены два варистора, а схема управления преобразователем содержит узел защиты от перенапряжения (ЗПН), останавливающий работу преобразователя при превышении входным напряжением заданного порога. Преобразователь рассчитан на работу с отраженным напряжением Uотр. = 172 В.

Поглощение импульсной помехи в режиме лавинного пробоя коммутирующего транзистора

Рис. 7. Поглощение импульсной помехи в режиме лавинного пробоя коммутирующего транзистора

Варисторы ограничивают напряжение питания преобразователя на уровне примерно 768 В, что ниже максимально допустимого напряжения стокисток МОПтранзистора. При обнаружении превышения напряжения на входе ИИП схема ЗПН выключает МОПтранзистор в момент времени t0. Напряжение на его стоке скачком повышается, и на уровне примерно 912 В (обусловленном технологическим запасом транзистора и довольно высокой температурой его кристалла на момент начала воздействия перенапряжения) начинается его лавинный пробой. Если бы не лавинный пробой, напряжение на стоке достигло бы значения:

После этого открылся бы диод VD и началась бы передача запасенной в магнитном поле сердечника энергии в нагрузку. Однако в результате лавинного пробоя транзистора напряжение на его стоке ограничивается на уровне +912 В, а через цепь «стокисток» протекает ток лавинного пробоя. Напряжение на первичной обмотке оказывается меньше и составляет 144 В. Напряжение на вторичной обмотке также ограничено. Диод VD открыться не может, поскольку напряжение на вторичной обмотке трансформатора ниже напряжения на нагрузке, зафиксированного в рассматриваемый временной период подключенным параллельно ей электролитическим конденсатором Свых. большой емкости. Поэтому почти вся энергия, запасенная в сердечнике трансформатора, поглощается транзистором в режиме лавинного пробоя. Общая энергия, выделяющаяся на кристалле, равна:

где L1 — индуктивность первичной обмотки; L1рас. — ее индуктивность рассеяния; I1 — амплитуда тока первичной обмотки в момент выключения транзистора. Энергия динамических потерь при выключении Евыкл. вычисляется по формуле (1).

В данном примере энергия лавинного пробоя составила 17,7 мДж.

В момент времени t2 энергия, накопленная в магнитном поле сердечника, заканчивается и напряжение на стоке начинает уменьшаться. Ток стока становится близким к току утечки — транзистор выходит из режима лавинного пробоя.

Для того чтобы транзистор выдержал подобный режим работы, тепло, выделяющееся в его кристалле за период времени t2t0, не должно вызывать перегрев кристалла выше максимально допустимой температуры перехода.

Понятно, что таким образом транзистор может безопасно поглотить лишь ограниченное число импульсов и далее ему необходимо время для рассеяния тепла. Поэтому схема ЗПН должна срабатывать как можно быстрее и иметь задержку отпускания после того, как входное напряжение придет в норму. На практике достаточная помехоустойчивость обеспечивается при задержке срабатывания порядка единиц микросекунд, что соответствует максимум одному рабочему такту преобразователя во время воздействия перенапряжения.

Пример реализации схемы ЗПН приведен на рис. 8.

Возможный вариант реализации схемы ЗПН

Рис. 8. Возможный вариант реализации схемы ЗПН

Схема собрана на недорогих дискретных элементах, но в то же время надежно выключает преобразователь при превышении установленного делителем R1, R2 порога и имеет гистерезис включения. Температурная нестабильность порога срабатывания — не хуже 3,5% в диапазоне температур –40…+50 °С. Схема успешно используется в составе источников питания для светодиодов серии АК16, серийно выпускаемых на предприятии ООО «ММП-Ирбис».

 

Рекомендуемые схемы входных цепей и цепей защиты для различных исполнений ИИП

На основе результатов проведенных исследований предлагаются следующие варианты (табл. 2).

Таблица 2. Варианты построения ИИП на основе ОПККМ, устойчивых к МИП

1. Минимально необходимая защита от МИП для устройств, подключаемых к сети по двухпроводной и трехпроводной схеме (уровень 3 по ГОСТ IEC 61000-4-5: L-N — 1 кВ, L-PE, N-PE — 2 кВ)

схемы входных цепей и цепей защиты для ИИП

2. Усиленная защита от МИП для устройств в корпусе из изоляционного материала, подключаемых к сети по двухпроводной схеме (уровень 4 по ГОСТ IEC 61000-4-5: L-N — 2 кВ)

схемы входных цепей и цепей защиты для ИИП

3. Усиленная защита от МИП + защита от повышенного входного напряжения для устройств в корпусе из изоляционного материала, подключаемых к сети по двухпроводной схеме (уровень 4 по ГОСТ IEC 61000-4-5: L-N — 2 кВ + защита от ~380 В)

схемы входных цепей и цепей защиты для ИИП

4. Усиленная защита от МИП + защита от повышенного входного напряжения для устройств, подключаемых к сети по трехпроводной схеме (уровень 4 по ГОСТ IEC 61000-4-5: L-N — 2 кВ, L-PE, N-PE — 4 кВ)

схемы входных цепей и цепей защиты для ИИП

В приведенных схемах на обмотках дросселей фильтра в момент воздействия МИП могут создаваться значительные перенапряжения. Кроме того, межобмоточная изоляция дросселя фильтра синфазной помехи L1 должна выдерживать амплитуду МИП, прикладываемой по цепи «провод-провод». Для защиты обмоток дросселей в ряде случаев можно применить печатные разрядники, включенные параллельно обмоткам (рис. 9). Пример использования печатных разрядников приведен в [9].

Защита обмоток дросселей входного ЭМП-фильтра

Рис. 9. Защита обмоток дросселей входного ЭМП-фильтра

В некоторых случаях для подавления резонансных явлений параллельно обмоткам дросселей может потребоваться подключение резисторов, ухудшающих добротность паразитных колебательных контуров. При установке этих резисторов также следует проверить их режимы работы в момент воздействия МИП.

Рассмотренные в статье схемотехнические решения успешно используются в источниках питания для светодиодов, серийно выпускаемых на предприятии ООО «ММП-Ирбис». В 2019–2020 г.г. разработаны и запущены в производство несколько новых серий. Самая недорогая из них — АЕ16 — представляет собой источники питания мощностью до 40 Вт для офисных светодиодных светильников, выполненные по схеме ОПККМ в металлическом корпусе со степенью защиты IP20. Источники питания этой серии содержат в своем составе базовые узлы защиты и устойчивы к воздействию МИП по ГОСТ IЕС 61000-4-5 – 2017 до 1 кВ по цепи «провод-провод» и до 2 кВ по цепям «провод-корпус». Серия АК16 аналогична АЕ16, но отличается улучшенной стойкостью к МИП по цепи «провод-провод» до 2 кВ и защитой от подачи на вход повышенного напряжения до ~380 В. Другие новые разработки — АМ16 и АМ24 — выполнены по двухкаскадной схеме, содержащей активный ККМ на основе неизолированного повышающего преобразователя и изолирующий однотактный обратноходовой преобразователь-стабилизатор с обратной связью по первичным цепям. На рис. 10 представлена одна из новых разработок.

Источник питания мощностью 40 Вт серии АЕ16

Рис. 10. Источник питания мощностью 40 Вт серии АЕ16

Литература
  1. Kularatna N., Ross A. S., Fernando J., James S. Design of Transient Protection Systems. Elsevier Science, 2018.
  2. Ланцев В., Эраносян С. Электромагнитная совместимость импульсных источников питания: проблемы и пути их решения. Часть 1 // Силовая электроника. 2006. №
  3. ГОСТ IЕС 61000-4-5-2017 «Электромагнитная совместимость (ЭМС). Часть 4-5. Методы испытаний и измерений. Испытание на устойчивость к выбросу напряжения».
  4. ГОСТ Р 51514-2013 (МЭК 61547:2009) «Совместимость технических средств электромагнитная. Устойчивость светового оборудования общего назначения к электромагнитным помехам. Требования и методы испытаний».
  5. Мелешин В. И. Транзисторная преобразовательная техника. М.: Техносфера, 2005.
  6. Some key facts about avalanche. Application Note, V1.0. Infineon Technologies, September 2017.
  7. Трегубов С. В., Пантелеев В. А., Фрезе О. Г. Общие принципы выбора варисторов для защиты от импульсных напряжений.
  8. Огнев Р. Гарантированный разрыв цепи при сверхтоках: плавкие предохранители // Новости электроники. № 12.
  9. Designing SMPS Adapter using ICE3BS02 to Pass Common Mode Lightning Surge Test. Application Note, V1.0. Infineon Technologies, May 2005.

Добавить комментарий

Ваш адрес email не будет опубликован. Обязательные поля помечены *